00-110903-0019-宽频信号发生器毕业设计 - 图文

宽频信号发生器毕业设计

摘要

信号发生器是一种常用的信号源，广泛地应用于电子电路、自动控制系统和教学实验等领域。目前使用的信号发生器大部分是函数信号发生器，且特殊波形发生器的价格昂贵。本设计运用4只三极管构成放大器、调幅放大器、RC振荡器、FET管构成的振荡器设计实现了一个频率、幅值可调的宽频带信号发生器。经过设计和电路测试，输出波形达到了技术要求，控制灵活、性能较好。

关键词：宽带放大器；调幅；RC振荡器；PFT

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The broadband signal generator graduation design

Abstract

Signal generator is a common source, widely used in electronic circuits, automatic control system and teaching experiment, etc. Current use of signal generator mostly function signal generator, and special waveform generator price expensive. This design USES four only triode constitute an amplifier, am amplifiers, RC oscillator, FET tube oscillator design realized constitutes a frequency, amplitude adjustable broad-spectral-bandwidth signal generator. Through the design and circuit testing, the output waveform control reached technical requirements, flexible, good performance.

Keywords: broadband amplifiers, modulation, RC oscillator, PFT

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目录

摘要................................................................ 1 目录................................................................ 3 1 绪 论............................................................ 4 2 宽频带信号发生器的方案论证与选择................................. 5

2.1方案的提出与论证............................................. 5

方案一：51单片机控制DAC0832产生信号 ........................ 5 方案二：采用AD9850的DDS信号发生器.......................... 5 方案三：采用FET管分立元件................................... 6

3 宽频信号发生器元器件及其基本电路简介............................. 7

3.1 半导体三极管简介 ........................................... 7

3.1.1 三极管共发射极放大电路................................ 7 3.1.2 多级放大电路......................................... 10 3.2 FET场效应管特性............................................ 14

3.2.1 绝缘栅型场效应管..................................... 14 3.2.2 FET场效应管主要参数 ................................. 18 3.2.3 FET实际器件的跨导 ................................... 19

4 宽频信号发生器电路设计.......................................... 23

4.1 电源电路 .................................................. 23 4.2 FET移相式振荡电路 ........................................ 26

4.2.1 正弦波的产生......................................... 26 4.2.2 方波产生电路......................................... 29 4.2.3 三角波的产生......................................... 30 4.2.4 调幅电路原理......................................... 31

心得体会........................................................... 33 致 谢............................................................. 34 参考文献........................................................... 35

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第1章 绪 论

随着电子测量及其他部门对各类信号发生器的广泛需求及电子技术的迅速发展，促使信号发生器种类增多，性能提高。尤其随着70年代微处理器的出现，更促使信号发生器向着自动化、智能化方向发展。现在，许多信号发生器带有微处理器，因而具备了自校、自检、自动故障诊断和自动波形形成和修正等功能，可以和控制计算机及其他测量仪器一起方便的构成自动测试系统。当前信号发生器总的趋势是向着宽频率覆盖、低功耗、高频率精度、多功能、自动化和智能化方向发展。

在科学研究、工程教育及生产实践中，如工业过程控制、教学实验、机械振动试验、动态分析、材料试验、生物医学等领域，常常需要用到低频信号发生器。而在我们日常生活中，以及一些科学研究中，锯齿波和正弦波、矩形波信号是常用的基本测试信号。譬如在示波器、电视机等仪器中，为了使电子按照一定规律运动，以利用荧光屏显示图像，常用到锯齿波产生器作为时基电路。信号发生器作为一种通用的电子仪器，在生产、科研、测控、通讯等领域都得到了广泛的应用。

宽带放大器是指工作频率上限与下限之比远大于1 的放大电路，这类电路主要用于放大视频信号、脉冲信号或射频信号。常用于电视图像信号放大的视频放大器是一种典型的基带型宽带放大器，所放大的信号的频率范围可以从几赫或几十赫的低频直到几兆赫或几十兆赫的高频。这类放大器通常以电阻器为放大器的负载，以电容器作级间耦合。

该设计课题的研究和制作全面说明对宽频信号发生系统要有一个全面的解、对宽频信号的发生原理要理解掌握，掌握低频信号发生器工作流程、进一步锻炼了我们在信号处理方面的实际工作能力。

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第2章 宽频带信号发生器的方案论证与选择

2.1方案的提出与论证

方案一：51单片机控制DAC0832产生信号

本次设计的智能函数信号发生器是由AT89S52 单片微处理器、数模转换DAC0832 、LM324 及其附属电路构成,在此基础上还可加上数码管显示(显示波形频率等相关信息) 、波形指示及用户自定义波形等电路和功能。

系统结构示意图如图2.1。

波形频率切换调节 图2.1 系统结构

ISP编程 AT89S52 DAC0832 LAM324 显示电路

智能函数信号发生器波形的产生是通过单片机执行相应的程序,再向D/ A 转换器的输入端按一定的规律发送数据,从而在D/ A 转换电路的输出端得到的相应的电压波形.由AT89S52 单片微处理器、数模转换DAC0832 、LM324 及其附属电路构成,在此基础上还可加上数码管显示(显示波形频率等相关信息) 、波形指示及用户自定义波形等电路和功能。在此电路中,为了不占用CPU 的时间,提高输出信号频率,按键采用外部中断方式接受外部输入的控制信息。D/ A 转换电路主要由D/ A 转换芯片DAC0832 和两个运算放大器LM324 组成。

方案二：采用AD9850的DDS信号发生器

单片机启动DDS、对LCD进行初始化，预置完毕后向单片机发出一应答.接着单片机读取存储芯片中作为系统缓存器的数据，送到LCD显示，把LCD显示的内容转换为DDS的频率数据，然后送给已经启动DDS芯片，输出相应的频率。然后进入键盘扫描程序，判断键盘按下，如有效键按下单片机则执行送显示等。然

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后返回键盘扫描程序处于等候状态。总体框图如下图。

LCD显示 AD9850 LPF MCU Fout

4*4键盘 温度补偿

图2.2 AD9850控制宽频总体框图

方案三：采用FET管分立元件

首先产生正弦波，再由过零比较器产生方波，最后由积分电路产生三角波。正弦波通过RC串并联振荡电路（文氏桥振荡电路）产生，利用集成运放工作在非线性区的特点，由最简单的过零比较器将正弦波转换为方波，然后将方波经过积分运算变换成三角波。这个是我最终选定的方案。 理由有四：

1、这个方案具有电路结构简单、所用元件少、易于焊接等优点。 2、这个方案是教材上知识点的融合，有利于让自己更好地熟悉教材。 3、我熟悉这个电路的原理，调试时会显得相对容易。

4、最重要的一点是，这是自己的思路，自己画的电路图，想通过课程设计实现自己的成果。

此方案的原理框图如下：

文氏桥振荡电路 过零比较器 积分电路

图2.3 FET管分立元件宽频控制框图

此方案的具体原理及总电路图将在后面给出。

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第3章 宽频信号发生器元器件及其基本电路简介

3.1 半导体三极管简介

晶体三极管，是最常用的基本元器件之一，晶体三极管的作用主要是电流放大，他是电子电路的核心元件，现在的大规模集成电路的基本组成部分也就是晶体三极管。

三极管基本机构是在一块半导体基片上制作两个相距很近的PN结，两个PN结把正块半导体分成三部分，中间部分是基区，两侧部分是发射区和集电区，排列方式有PNP和NPN两种， 从三个区引出相应的电极，分别为基极b发射极e和集电极c。发射区和基区之间的PN结叫发射结，集电区和基区之间的PN结叫集电极。基区很薄，而发射区较厚，杂质浓度大，PNP型三极管发射区\发射\的是空穴，其移动方向与电流方向一致，故发射极箭头向里；NPN型三极管发射区\发射\的是自由电子，其移动方向与电流方向相反，故发射极箭头向外。发射极箭头向外。发射极箭头指向也是PN结在正向电压下的导通方向。硅晶体三极管和锗晶体三极管都有PNP型和NPN型两种类型。

3.1.1 三极管共发射极放大电路

在图3.1（a）的共发射极交流基本放大电路中，输入端接低频交流电压信号νi（如音频信号，频率为20HZ~20KHZ）。输出端接负载电阻ＲL（可能是小功率的扬声器，微型继电器、或者接下一级放大电路等），输出电压用νo表示。电路中各元件作用如下：

+VCC

+VCC R RC C RB RB C2 I + I B C C1 + VCE RS R L νo VBE νi ν ν i s

(a) (b)

图3.1 共发射交流放大

1.集电极电源VCC是放大电路的能源，为输出信号提供能量，并保证发射结处于正向偏置、集电结处于反向偏置，使晶体管工作在放大区。VCC取值一般为几伏到几十伏。

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2.晶体管T是放大电路的核心元件。利用晶体管在放大区的电流控制作用，即ic = βib的电流放大作用，将微弱的电信号进行放大。

3.集电极电阻RC是晶体管的集电极负载电阻，它将集电极电流的变化转换为电压的变化，实现电路的电压放大作用。RC一般为几千到几十千欧。

4.基极电阻RB以保证工作在放大状态。改变RB使晶体管有合适的静态工作点。RB一般取几十千欧到几百千欧。

5．耦合电容C1、C2起隔直流通交流的作用。在信号频率范围内，认为容抗近似为零。所以分析电路时，在直流通路中电容视为开路，在交流通路中电容视为短路。C1、C2一般为十几微法到几十微法的有极性的电解电容。

1. 放大电路性能指标的介绍

输入信号经放大电路放大后，输出波形与输入波形不完全一致称为波形失真，而由于晶体管特性曲线的非线性引起的失真称为非线性失真。下面我们分析当静态工作点位置不同时，对输出波形的影响。

（1）波形的非线性失真

如果静态工作点太低，如图5-25所示Q?点，从输出特性可以看到，当输入

?的负半周波形信号vi在负半周时，晶体管的工作范围进入了截止区。这样就使ic?的正半周波形都严重失真（输入信号vi为正弦波）和vo，如图5-25所示。这种

失真称为截止失真，

消除截止失真的方法是提高静态工作点的位置，适当减小输入信号vi的幅值。对于图5-16的共射极放大电路，可以减小R B阻值，增大IBQ，使静态工作点上移来消除截止失真。

如果静态工作点太高，如图3.2所示Q??点，从输出特性可以看到，当输入

??的正半周波形信号vi在正半周时，晶体管的工作范围进入了饱和区。这样就使ic??的负半周波形都严重失真，如图3.2所示。这种失真称为饱和失真， 和vo消除饱和失真的方法是降低静态工作点的位置，适当减小输入信号vi的幅值。对于图3.2的共射极放大电路，可以增大R B阻值，减小IBQ，使静态工作点下移来消除饱和失真。

总之，设置合适的静态工作点，可避免放大电路产生非线性失真。如图5-25所示Q点选在放大区的中间，相应的ic和vo都没有失真。但是，还应注意到即使Q点设置合适，若输入v i的信号幅度过大，则可能既产生饱和失真又产生截止失真。

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iC ??iciC A 饱和区 Q?? Q ic ? ic??IB IB=0 B vCE vCE IB?Q? IBO t O O ?? vo截止区 vo ?vo t 图3.2 静态工作点与非线性失真的的关系

（2）通频带

由于放大电路含有电容元件（耦合电容C1、C2及布线电容、PN结的结电容），当频率太高或太低时，微变等效电路不再是电阻性电路，输出电压与输入电压的相位发生了变化，电压放大倍数也将降低，所以交流放大电路只能在中间某一频率范围（简称中频段）内工作。通频带就是反映放大电路对信号频率的适应能力的性能指标。

图3.3（a）为电压放大倍数Av与频率f的关系曲线，称为幅频特性。可见在低频段Av有所下降，这是因为当频率低时，耦合电容的容抗不可忽略，信号在耦合电容上的电压降增加，因此造成Av下降。在高频段Av下降的原因，是由于高

Av Avm 40 0.707Avm BW 30 20 10 O BW Av(dB) 3dB fL fH f

100 f L 101 102 103 fH f(Hz) （a） （b）

图3.3 放大电路通频带

频时三极管的β值下降和电路的布线电容、PN结的结电容的影响。 图3.3（a）所示的幅频特性中，其中频段的电压放大倍数为Avm。当电压放大倍数下降到

12Avm?0.707Avm时，所对应的两个频率分别称为上限频率

fH和下限

频率fL，fH - fL的频率范围称为放大电路的通频带（或称带宽）BW。

BW = fH - fL

由于一般fL<< fH，故BW≈fH。通频带越宽，表示放大电路了的工作频率范围

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越大。

对于频带的放大电路，如果幅频特性的频率坐标用十进制坐标，可能难以表达完整。在这种情况下，可用对数坐标来扩大视野，对数幅频特性如图3.3（b）所示。其横轴表示信号频率，用的是对数坐标；其纵轴表示放大电路的增益分贝值。这种画法首先是由波特（H.W.Bode）提出的，故常称为波特图。

在工程为了便于计算，常用分贝（dB）表示放大倍数（增益）。

AV(dB)?20lgAV而20lg(12)??3(dB)

因此，在工程上通常把fH - fL的频率范围称为放大电路的“-3dB”通频带（简称3dB带宽）。

（3）最大输出幅度

最大输出幅度是指输出波形的非线性失真在允许限度内，放大电路所能供给的最大输出电压（或输出电流），一般指有效值，以Vomax（或Iomax）表示。

图解法能直观地分析放大电路的工作过程。估算电压放大倍数、清晰地观察到波形失真情况、估算出不失真时最大限度的输出幅度。但图解法也有局限性，作图过程繁琐，误差大，且不能计算输入、输出电阻、多级放大电路及反馈放大电路等。图解法适合于分析大信号下工作的放大电路（功率放大电路），对小信号放大电路用微变等效电路则简便得多。

3.1.2 多级放大电路

小信号放大电路的输入信号一般为毫伏甚至微伏量级，功率在1毫瓦以下。为了推动负载工作，输入信号必须经多级放大后，使其在输出端能获得一定幅度的电压和足够的功率。多级放大电路的框图如图5-32所示。它通常包括输入级、中间级、推动级和输出级几个部分。

多级放大电路 小信号电压放大电路 功率放大电路 输入级 中间级 推动级 输出级 负 载 信 号 源

图3.4 多级放大电路框图 10

多级放大电路的第一级称为输入级，对输入级的要求往往与输入信号有关。中间级的用途是进行信号放大，提供足够大的放大倍数，常由几级放大电路组成。多级放大电路的最后一级是输出级，它与负载相接。因此对输出级的要求要考虑负载的性质。推动级的用途就是实现小信号到大信号的缓冲和转换。

耦合方式是指信号源和放大器之间，放大器中各级之间，放大器与负载之间的连接方式。最常用的耦合方式有三种：阻容耦合、直接耦合和变压器耦合。阻容耦合应用于分立元件多级交流放大电路中。放大缓慢变化的信号或直流信号则采用直接耦合的方式，变压器耦合在放大电路中的应用逐渐减少。本书只讨论前两种级间耦合方式。 阻容耦合放大电路：

图3.5是两级阻容耦合共射放大电路。两级间的连接通过电容C2将前级的输出电压加在后级的输入电阻上（即前级的负载电阻），故名阻容耦合放大电路。

由于电容有隔直作用，因此两级放大电路的直流通路互不相通，即每一级的静态工作点各自

图3.5 阻容耦合两级放大电 RC2 RRB1 RC1 B2 +VCC + C3 RL C1 + + C2 T1 T2 vo

vi 独立。耦合电容的选择应使信号频率在中频段时容抗视为零。多级放大电路的静态和动态分析与单级放大电路时一样。两级放大电路的微变等效电路如图5-34所示。

多级放大电路的电压放大倍数为各级电压放大倍数的乘积。计算各级电压放大倍数时必须考虑到后级的输入电阻对前级的负载效应，因为后级的输入电阻就是前级放大电路的负载电阻，若不计其负载效应，各级的放大倍数仅是空载的放

ib1 vi Rβib1 ib2 RBvi2 rbe2 RC2 βib2 B1 rbe1 RC1 vO1 RL vo 图3.6 两级阻容耦合放大电路的微变等

大倍数，它与实际耦合电路不符，这样的得出的总电压放大倍数是错误的。

耦合电容的存在，使阻容耦合放大电路只能放大交流信号，一样只对低频信号的中频段才近似为电压放大倍数与输入信号的频率无关，并且阻容耦合多级放大电路比单级放大电路的通频带要窄。

例: 图3.7（a）为一阻容耦合两级放大电路，其中 RB1=300KΩ, RE1=3KΩ,

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RB2=40KΩ, RC2=2KΩ, RB3=20KΩ, RE2=3.3KΩ, RL=2KΩ,VCC=12V。晶体管T1和T2的β = 50，VBE=0.7V。各电容容量足够大。求：

① 计算各级的静态工作点； ② 计算Av, ri 和 ro。

RB1 C1 + T1 + C2 vi RE1 RB3 RE2 +VCC RB1 RC2 + C3 RB1 IB1 T1 V CE1 RL+ CE vo RE1 IE1 B +VCC RB2 IB2 RC2IC2 T2 VCE2 IE2 RB3 RE2 +VCC T2

(a) 放大电路 (b) 直流通路

图3.6 阻容耦合两级放大电路

I?iI?b1 ??Ib1I?b2?I?b2rbe1 ?Virbe2 I?e1 RB1 RB2 RB3 RC2 RL?Vo ri2 ro ri RE1 (c) 微变等效电路

直接耦合放大电路：

放大器各级之间，放大器与信号源或负载直接连起来，或者经电阻等能通过直流的元件连接起来，称为直接耦合方式。直接耦合方式不但能放大交流信号，而且能放大变化极其缓慢的超低频信号以及直流信号。现代集成放大电路都采用直接耦合方式，这种耦合方式得到越来越广泛的应用。

然而，直接耦合方式有其特殊的问题，其中主要是前、后级静态工作点互相牵制与零点漂移两个问题。

1. 前、后级静态工作点的相互影响

从图3.7可见，在静态时输入信号v i =0，由于T1的集电极和T2的基极直接相连使的两点电位相等，即VCE1 = VC1 = VB2 = VBE2 = 0.7V，则晶体管T1处于临界饱和状态；另外第一级的集电极电阻也是第二级的基极偏置电阻，因阻值偏小，必定IB2过大使T2处于饱和状态，电路无法正常工作。为了克服这个缺点，通常

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RB1 RB2 vi RC1 VC1 T1 RC2 +VCC VBE2 T2 RL vo

图3.7直接耦合两级放大采用抬高T2管发射极电位的方法。有两种常用的改进方案，分别如图3.8所示。

图3.8（a）是利用RE2的压降来提高T2管发射极电位，来提高T1管的集电极电位，增大了T1管的输出幅度；以及减小电流IB2。但RE2的接入使第二级电路的电压放大倍数大为降低，RE2越大，RE2上的信号压降越大，电压放大倍数降低的越多，因此要进一步改进电路。

图3.8（b）是用稳压管DZ（也可以用二极管D）的端电压VZ来提高T2管的发射极电位，起到RE2的作用。但对信号而言，稳压管（或二极管）的动态电阻都比较很小，信号电流在动态电阻上产生的压降也小，因此不会引起放大倍数的明显下降。

RC1 VC1 T1 RC2 +VCC RB1 RC1 VC1 T1 RC2 +VCC R RB1 RB2 vi VBE2 T2 RL vo

RB2 vi VBE2 VZ T2 RL vo

RE2 DZ (a) 后级发射极接电阻 （b） 后级发射极接稳压管

图3.8 提高后级发射极电位的直接耦合电路

2. 零点漂移问题

在直接耦合放大电路中，若将输入端短接（让输入信号为零），在输出端接上记录仪，可发现输出端随时间仍有缓慢的无规则的信号输出，如图3.9所示。这种现象称为零点漂移。零点漂移现象严重时，能够淹没真正的输出信号，使电路无法正常工作。所以零点漂移的大小是衡量直接耦合放大器性能的一个重要指标。

衡量放大器零点漂移的大小不能单纯看输出零漂电压的大小，还要看它的放

vo= 0 vo 多级直接耦 合放大电路 记录仪 t 图3.9零点漂移现象 大倍数。因为放大倍数越高，输出零漂电压就越大，所以零漂一般都用输出零漂电压折合到输入端来衡量，称为输入等效零漂电压。

引起零漂的原因很多，最主要的是温度对晶体管参数的影响所造成的静态工作点波动，而在多级直接耦合放大器中，前级静态工作点的微小波动都能像信号一样被后面逐级放大并且输出。因而，整个放大电路的零漂指标主要由第一级电路的零漂决定，所以，为了提高放大器放大微弱信号的能力，在提高放大倍数的同时，必须减小输入级的零点漂移。因温度变化对零漂影响最大，故常称零漂为温漂。

减小零点漂移措施很多，但第一级采用差动放大电路是多级直接耦合放大电

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路的主要电路形式。

3.2 FET场效应管特性

场效应晶体管（Field Effect Transistor缩写(FET)）简称场效应管.由多数载流子参与导电,也称为单极型晶体管.它属于电压控制型半导体器件。根据三极管的原理开发出的新一代放大元件，有3个极性，栅极，漏极，源极，它的特点是栅极的内阻极高，采用二氧化硅材料的可以达到几百兆欧，属于电压控制型器件。

场效应管是一种电压控制型的半导体器件，它具有输入电阻高（可达109Ω—1015Ω，而晶体三极管的输入电阻仅有102Ω—104Ω），噪声低，受温度、幅射等外界条件的影响较小，耗电省、便于集成等优点。，因此得到广泛应用。

场效应管按结构的不同可分为结型和绝缘栅型；从工作性能可分耗尽型和增强型；所用基片（衬底）材料不同，又可分P沟道和N沟道两种导电沟道。因此，有结型P沟道和N沟道，绝缘栅耗尽型P沟道和N沟及增强型P沟道和N沟六种类型的场效应管。它们都是以半导体的某一种多数载流子（电子或空穴）来实现导电，所以又称为单极型晶体管。在本书中只简单介绍绝缘栅型场效应管。

3.2.1 绝缘栅型场效应管

目前应用最广泛的绝缘栅场效应管是一种金属(M)－氧化物(O)－半导体(S)结构的场效应管，简称为MOS（Metal Oxide Semiconductor）管。本节以Ｎ沟道增强型绝缘栅型场效应管为主进行讨论。

N沟道增强MOS型管 (1) 结构

图3.10（a）是Ｎ沟道增强型MOS管的结构示意图。用一块Ｐ型半导体为衬底，在衬底上面的左、右两边制成两个高掺杂浓度的Ｎ型区，用N+表示，在这两个N+区各引出一个电极，分别称为源极S和漏极D，管子的衬底也引出一个电极称为衬底引线b。管子在工作时b通常与S相连接。在这两个N+ 区之间的Ｐ型半导体表面做出一层很薄的二氧化硅绝缘层，再在绝缘层上面喷一层金属铝电极，称为栅极G，图3.10(b)是Ｎ沟增强型MOS管的符号。Ｐ沟道增强型MOS管是以Ｎ型半导体为衬底，再制作两个高掺杂浓度的P+区做源极S和漏极D，其符号如图3.10(c)，衬底b的箭头方向是区别Ｎ沟道和Ｐ沟道的标志。

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S G 铝 D Sio2 D N+ b GS G S b D 绝缘层 N+ P衬底 PPP衬 b(衬底引线)

（a） （b） （c）

图3.10 增强型MOS管的结构和符号

(2) 工作原理 如图3.11所示。当VGS = 0时，由于漏源之间有两个背向的ＰＮ结不存在导电沟道，所以即使D、S间电压VDS≠0，但ID = 0，只有VGS增大到某一值时，由栅极指向P型衬底的电场的作用下，衬底中的电子被吸引到两个N区之间构成了漏源极之间的导电沟道，电路中才有电流ID。对应此时的VGS称为开启电压VGS(th) = VT。在一定VDS下，VGS值越大，电场作用越强，导电的沟道越宽，沟道电阻越小，

+

ID就越大，这就是增强型管子的含义。 (3) 输出特性

输出特性是指VGS为一固定值时，ID与VDS之间的关系，即

ID?f(VDS)VGS?常数 （3-1）

VDS VGS ID 同三极管一样输出特性可分为三个区，可变电阻区，恒流区和截止区。

可变电阻区：图3.12（a）的Ⅰ区。该区对应

N+ N沟道 P衬底 N+ VGS＞VT，VDS很小，VGD=VGS－VDS＞VT的情况。该区的特

图3.11 Vgs对沟道的点是：若VGS不变，ID随着VDS的增大而线性增加，可以看成是一个电阻，对应不同的VGS值，各条特性曲线直线部分的斜率不同，即阻值发生改变。因此该区是一个受VGS控制的可变电阻区，工作在这个区的场效应管相当于一个压控电阻。

恒流区（亦称饱和区，放大区）： 图3.12（a）的Ⅱ区。该区对应VGS＞VT，

VDS较大，该区的特点是若VGS固定为某个值时，随VDS的增大，ID不变，特性曲线近似为水平线，因此称为恒流区。而对应同一个VDS值，不同的VGS值可感应出不同宽度的导电沟道，产生不同大小的漏极电流ID，可以用一个参数，跨导gm来表示VGS对ID的控制作用。gm定义为：

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gm??ID?VGSVDS?常数 （5-8）

ID(mA) VDS=常数 I D(mA) 5 Ⅰ区 Ⅱ区 Ⅲ区 VGS=5V 4 3 2 1 4.5V 4V 3.5V 3V 2.5V (VT) 12 8 6 4 2 VT 0 2 4 6 8 VGS(V) 0 2 4 6 8

（a）输出特性 (b)转移特性

图3.12 N沟道增强型MOS管的特性曲线

截止区（夹断区）：该区对应于VGS≤VT 的情况，这个区的特点是：由于没有感生出沟道，故电流ID=0 ，管子处于截止状态。

图3.12（a）的Ⅲ区为击穿区，当VDS增大到某一值时，栅、漏间的PN结会反向击穿，使ID急剧增加。如不加限制，会造成管子损坏。

(4) 转移特性

转移特性是指VDS为固定值时，ID与VGS之间的关系，表示了VGS对ID的控制作用。即：

ID?f(VGS)VDS?常数 （3-2）

由于VDS对ID的影响较小，所以不同的VDS所对应的转移特性曲线基本上是重合在一起的，如图3.12（b）所示。这时ID可以近似地表示为：

ID?IDSS（1?VGSVGS（th）2） （3-3）

其中IDSS是VGS=2VGS（th）时的值ID Ｎ沟道耗尽型MOS管

Ｎ沟道耗尽型MOS管的结构与增强型一样，所不同的是在制造过程中，在sio2绝缘层中掺入大量的正离子。当VGS=0时，由正离子产生的电场就能吸收足 够的电子产生原始沟道，如果加上正向VDS电压，就可在原始沟道的中产生电流。其结构、符号如图5-15所示。

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VGS VDS ID 108 6 4 2 I D(mA) Ⅰ区 3V 2V 1V VGS=0V －1V 0 4 8 12 14 Ⅱ区 Ⅲ区 S G D N+ N+ N沟道 P衬底 (a) ID(mA) 8 (b) D 6 IDSS 2 -4 -2 0 2 4 VGS(V) S G b (c) (d)

图3.13 N沟道耗尽型绝缘栅场效应管

（a）结构示意图 (b) 输出特性 （c) 转移特性 (d)符号

当VGS正向增加时，将增强由绝缘层中正离子产生的电场，感生的沟道加宽，

ID将增大，当VGS加反向电压时，削弱由绝缘层中正离子产生的电场，感生的沟道变窄，ID将减小，当VGS达到某一负电压值VGS(off) = VP时，完全抵消了由正离子产生的电场则导电沟道消失，使ID≈0，VP称为夹断电压。

在VGS＞VP后，漏源电压VDS对ID的影响较小。它的特性曲线形状，与增强型MOS管类似，如图3.13（b）、（c）所示.。

由特性曲线可见，耗尽型MOS管的VGS值在正、负的一定范围内都可控制管子的ID，因

此，此类管子使用较灵活，在模拟电子技术中得到广泛应用。增强型场效应管在集成数字电

路中被广泛采用，可利用VGS＞VT 和VGS＜VT来控制场效应管的导通和截止，使管子工作在

开关状态，数字电路中的半导体器件正是工作在此种状态。

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3.2.2 FET场效应管主要参数

1．场效应管与双极型晶体管的比较

(1) 场效应管的沟道中只有一种极性的载流子（电子或空穴）参于导电，故称为单极型晶体管。而在双极型晶体三极管里有两种不同极性的载流子（电子和空穴）参于导电。

(2) 场效应管是通过栅源电压VGS来控制漏极电流ID，称为电压控制器件。晶体管是利用基极电流IB来控制集电极电流IC，称为电流控制器件。

(3) 场效应管的输入电阻很大，有较高的热稳定性，抗辐射性和较低的噪声。而晶体管的输入电阻较小，温度稳定性差，抗辐射及噪声能力也较低。

(4) 场效应管的跨导gm的值较小，而双极型晶体管β的值很大。在同样的条件下，场效应管的放大能力不如晶体管高。

(5) 场效应管在制造时，如衬底没有和源极接在一起时，也可将D、S互换使用。而晶体管的C和E互换使用，称倒置工作状态，此时β将变得在非常小。

(7) 工作在可变电阻区的场效应管，可作为压控电阻来使用。

另外，由于MOS场效应管的输入电阻很高，使得栅极间感应电荷不易泄放，而且绝缘层做得很薄，容易在栅源极间感应产生很高的电压，超过V（BR）GS而造成管子击穿。因此MOS管在使用时避免使栅极悬空。保存不用时，必须将MOS管各极间短接。焊接时，电烙铁外壳要可靠接地。

2．场效应管的主要参数 (1) 直流参数

直流参数是指耗尽型MOS管的夹断点电位VP(VGS(off))，增强型MOS管的开启电压VT(VGS(on))以及漏极饱和电流IDSS，直流输入电阻RGS

(2) 交流参数

低频跨导gm：gm的定义是当VDS=常数时，vgs的微小变量与它引起的iD的微小变量之比，即：

gm?diDdvGSVDS?常数 （3-4）

它是表征栅、源电压对漏极电流控制作用大小的一个参数，单位为西门子s或ms。

极间电容：场效应管三个电极间存在极间电容。栅、源电容Cgs和栅、漏电容Cg d一般为1~3pF，漏源电容Cds约在0.1~1pF之间。极间电容的存在决定了管子的最高工作频率和工作速度。

(3) 极限参数

最大漏极电流IDM。管子工作时允许的最大漏极电流。

最大耗散功率PDM。由管子工作时允许的最高温升所决定的参数。

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漏、源击穿电压V（BR）DS。VDS增大时使ID急剧上升时的VDS值。 栅、源击穿电压V（BR）GS。在MOS管中使绝缘层击穿的电压。

3.2.3 FET实际器件的跨导

图3.14是系统电路中使用的N沟道JFET2SK184（东芝）的传输特性。图中的多根曲线说明器件特性存在分散性。

图3.14 ２ＳＫ１８４的传输特性

即使同一型号的ＦＥＴ，ＤＳＳ的分散性也会很大。因此，Ｄ为１ｍＡ时的ＧＳ会在－０．７～－０．１Ｖ范围变动。但是不论什么样的双极晶体管，它们的ＢＥ都在０．６～０．７Ｖ之间。

实际的ＦＥＴ的漏极饱和电流ＤＳＳ具有较大的分散性。由于ＤＳＳ的原因，使得Ｄ为零时的电压———夹断电压也有变化。

双极晶体管的特性是按直流电流放大系数值ＦＥ分档次的。但是对于ＦＥＴ不是按跨导ｍ而是按ＤＳＳ区分档次。

ｍ与ＤＳＳ之间有关系，ＤＳＳ愈大，ｍ也愈大（如果是同型号的ＦＥＴ，ＤＳＳ愈大，传输特性曲线的斜率愈大，因而ｍ也大）。

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表２．１是２ＳＫ１８４的ＤＳＳ各档次。东芝器件的ＤＳＳ、ＦＥ的档次是用Ｙ（黄）、Ｒ（红）等颜色标记的。有的公司是用罗马字母标记的。

表２．１ ２ＳＫ１８４的ＤＳＳ分档（ＪＦＥＴ的ＤＳＳ的分散性大，因此按照ＤＳＳ的值进行分档）

图２．１的电路中，Ｄ约为１ｍＡ，由图２．１１看出，由于电路中使用的ＦＥＴ的ＤＳＳ值存在分散性，ＧＳ在－０．７～－０．１Ｖ的范围内变动。 照片２．８是图２．１电路中使用的２ＳＫ１８４的栅极电位与源极电位Ｓ的波形（设定输入信号ｉ为１ｋＨｚ，０．５Ｖ）。 照片２．８２ＳＫ１８４的与ｓ的波形

（０．５Ｖ／ｄｉｖ，２００ｓ／ｄｉｖ）（使用２ＳＫ１８４的图２．１的电路中，ＧＳ———与ｓ的直流成分之差为－０．４Ｖ）

由于ＧＳ是与ｓ的直流成分之差，从照片看出这里使用的２ＳＫ１８４的ＧＳ为－０．４Ｖ（以源极电位为基准，所以是负值）。因此，从图２．１１中Ｄ为１ｍＡ的线与ＧＳ＝－０．４Ｖ的线的交叉点可以看出这里使用的２ＳＫ１８４的ＤＳＳ约为６．５ｍＡ。

实际上设计电路时的情况与此相反，从所使用ＦＥＴ的ＤＳＳ档次找到ＤＳＳ，从传输特特性曲线确定电路工作点的ＧＳ值 。 ＭＯＳＦＥＴ的跨导：

ＭＯＳＦＥＴ的跨导ｍ与ＪＦＥＴ相同，是传输函数曲线的斜率，即ΔＧＳ与Δ Ｄ之比。图２．１３是高频放大用Ｎ沟ＭＯＳＦＥＴ２ＳＫ２４１（东芝）的传输特性。这个ＦＥＴ是耗尽型器件，ＧＳ在负电压区时有电流流出，即使ＧＳ越过０Ｖ，Ｄ仍然相应地继续增加。多根曲线表明ＤＳＳ的分散性。

图２．１３２ＳＫ２４１的传输特性

（２ＳＫ２４１是用于高频放大的Ｎ沟ＭＯＳＦＥＴ。传输特性是耗尽型，Ｄ从ＧＳ负的区域流出）

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图２．１４是开关用Ｎ沟ＭＯＳＦＥＴ２ＳＫ６１２（ＮＥＣ）的传输特性。这种ＦＥＴ是增强型器件，可以看出如果ＧＳ不是在正电压区，就没有Ｄ流出。

图 ２．１４２ＳＫ６１２的传输特性

（２ＳＫ６１２是用于开关的Ｎ沟ＭＯＳＦＥＴ。传输特性是增强型，当ＧＳ不在正的区域时没有Ｄ流出）

这里我们稍微分析一下用这两种ＭＯＳＦＥＴ器件２ＳＫ２４１和２ＳＫ６１２替代图２．１电路中的ＪＦＥＴ时电路的工作情况。

照片２．９和照片２．１０是这时的栅极电位和源极电位ｓ的波形（输入电压ｉ与照片２．８中相同，即１ｋＨｚ，０．５Ｖ）。

对于２ＳＫ２４１，如照片２．９所示ＧＳ为－０．５Ｖ。这与２ＳＫ１８４的ＧＳ值基本相同。如从图２．１３所看到的那样，当漏极电流Ｄ为１ｍＡ时，ＧＳ还处于负的区域，不是正值。

照片２．９使用２ＳＫ２４１时的与ｓ的波形（０．５Ｖ／ｄｉｖ，２００ｓ／ｄｉｖ）

（图２．１电路中使用２ＳＫ２４１时，ＧＳ＝－０．５Ｖ）

照片２．１０使用２ＳＫ６１２时的与ｓ的波形（０．５Ｖ／ｄｉｖ，２００ｓ／ｄｉｖ）

（图２．１电路中使用２ＳＫ６１２时，ＧＳ＝＋１．３Ｖ）

２ＳＫ６１２的情况如照片２．１０所示，ＧＳ为＋１．３Ｖ。因为２ＳＫ６１２是增强型器件，所以如从图２．１４所看到的那样，ＧＳ是正值。

这样，即使同一电路中使用结构和电学特性完全不同的ＦＥＴ，都能够很方便地使其正常工作。

但是，对于２ＳＫ２４１和２ＳＫ６１２来说，由于是替换２ＳＫ１８４，它们的工作点与２ＳＫ１８４的工作点（Ｄ＝１ｍＡ）稍有不同，这时因ＦＥＴ的型

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号而会导致的ＧＳ不同。实际设计时，根据所使用ＦＥＴ的传输特性求出ＧＳ确定工作点就可以了。

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第4章 宽频信号发生器电路设计

4.1 电源电路

小功率稳压电源由电源变压器、整流电路、滤波电路和稳压电路四个部分组成，如图4.1、4.2。,所示。

+ 电 源 + 整 流 + 滤 波 + 稳 压 + u1 u2 u3 uI U0 _ 变压器 _ 电 路 _ 电 路 _ 电 路 _

图4.1

u1 u2 u3 uI U0

0 t 0 t 0 t 0 t 0 t 图4.2

变压器电路：

电源变压器的作用是将来自电网的220V交流电压u1变换为整流电路所需要的交流电压u2。为了满足要求，此处将采用15V变压器进行变换。

P??2

P1其中：P2是变压器副边的功率，P1是变压器原边的功率。一般小型变压器的效率如表4-1所示：

表4-1 小型变压器的效率 副边功率P2 效率? ?10VA 10~30VA 30~80VA 80~200VA 0.6 0.7 0.8 0.85 因此，当算出了副边功率P2后，就可以根据上表算出原边功率P1。

整流电路：

在稳压电源中一般用四个二极管组成桥式整流电路，整流电路的作用是将交

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流电压u2变换成脉动的直流电压u3。滤波电路一般由电容组成，其作用是把脉动直流电压u3中的大部分纹波加以滤除，以得到较平滑的直流电压UI。UI与交流电压u2的有效值U2的关系为：

UI?(1.1~1.2)U2 在整流电路中，每只二极管所承受的最大反向电压为： URM?2U2 流过每只二极管的平均电流为：

IR0.45U2? 2R其中：R为整流滤波电路的负载电阻，它为电容C提供放电通路，放电时间

ID?常数RC应满足：

(3~5)TRC?

2其中：T = 20ms是50Hz交流电压的周期。

桥式整流电路原理图,如图4.3所示,变压器的次级只有一组线圈。但用四只二 极管互相接成桥式形式，整流桥后并联了滤波电容故称为桥式整流电路。图4.4所 示是其简化法。

+TrU1VD4VD1iU2 i′VD2VD3ii0u0RLU1i-+U2-+RL

图4.3

图4.4

整流过程中，四个二极管两两轮流导通，正负半周内都有电流流过RL。例如，当u2为正半周是（如图中所示极性），二极管VD1和VD2因加正相电压而导通，+端出VD3和VD4因加反向电压而截止。电流i′（如图中实线所示）从变压器○-端，并在负载发流经二极管VD1、负载电阻RL和二极管VD2，最后流入变压器○

RL上产生电压降u0′;反之，当u2为负半周时，二极管VD3、VD4因加正向电压导通，而二极管VD1和VD2因加反向电压而截止，电流i″(如图中虚线所示)流经VD3、RL和VD4，并同样在RL上产生电压降u0″。由于i′和i″流过RL的电流方向是一致的，所示RL上的电压u0为两者之和，即u0= u0′+ u0″。桥式整流电路的波形如图4.5所示，因而其输出电压为：

U0=0.9U2

而二极管反向峰值电压是全波整流电路的一半，即：

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URM=1.414 U2

u20id10id20io0u00ud10tttttu2的输入信号t

图4.5

滤波电路：

无论哪种整流电路,它们的输出电压都含有较大的脉动成分。为了减少这种脉动成分，在整流后都加上滤波电路。所谓滤波就是滤掉输出电压中的脉动成分，而尽量保留其中的直流成分，使输出接近理想的直流电压。

如4.6图8所示，这里给出了电容滤波电路在带电阻负载后的工作情况。接通交流电源后，二极管导通，整流电源同时向电容充电和向负载提供电流,输出电压的波形是正弦形。在 时刻，即达到u2 90°峰值时，u2开始以正弦规律下降，此时二极管是否关断，取决于二极管承受的是正向电压还是反向电压。先设达到90°后，二极管关断，那么只有滤波电容以指数规律向负载放电，从而维

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持一定的负载电流。但是90°后指数规律下降的速率快，而正弦波下降的速率小，所以超过90°以后有一段时间二极管仍然承受正向电压，二极管导通。随着u2的下降，正弦波的下降速率越来越快，uC 的下降速率越来越慢。所以在超过90°后的某一点，二极管开始承受反向电压，二极管关断。此后只有电容器C向负载以指数规律放电的形式提供电流，直至下一个半周的正弦波来到，u2再次超过uC，，二极管重又导电。

图4.6

4.2 FET移相式振荡电路

4.2.1 正弦波的产生

RC移相式振荡电路由一个反相输入比例电路和三节RC移相电路组成，电路原理图如图所示。

放大电路的相位移络的

，此时

=

+

。三节RC移相网络每节移相60°，则反馈网=0，满足产生振荡的相位平衡条件，只要适当

调节电阻RF 使||适当，就可同时满足产生振荡的幅值平衡条件和起振条件，

产生正弦波振荡。

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图 4.7

本电路采用RC文氏电桥振荡电路，其产生自激振荡的条件：

文氏电桥振荡器的优点是：不仅振荡较稳定，波形良好，而且振荡频率在较宽的范围内能方便地连续调节。

1)产生振荡的相位平衡条件 =

,

=

，则

=

+

=

。满足相位平衡条件。

2)产生振荡的幅值条件 起振条件： |

|>3

同相比例放大电路电压放大倍数为 =1+ 所以1+>3，

或 RF>2 R1上式是RC串并联网络振荡电路的起振条件。

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考虑到维持等幅振荡的条件是RF＝2R1，所以电路在RF和R1的取值上需要仔细调试，使电路既能起振，又不失真。若RF过大，虽起振容易，但过大的输入信号将使放大管进入非线性区，输出波形畸变，若RF偏小，虽不失真，但起振困难。最好在电路起振阶段，应满足RF>2R1，而当振幅增大到一定程度后，应转变成RF＝2R1。

振荡频率：

f0=

改变R、C的值，就可调节振荡频率，通常以调节电容为频率粗调，调节R为频率细调。RC串并联网络振荡电路的振荡频率范围为几赫兹至几百千赫兹。

说明：放大电路的输入、输出电阻对振荡频率有影响。

对电路输入、输出电阻的要求→对负反馈类型的要求（电压串联负反馈）。 振荡的稳幅：

目的：①使起振后输出电压幅度达到稳定；②避免外界因素影响；实现稳定的等幅振荡。

原因：RF>2R1和RF=2R1不容易平衡（又能可靠起振又不失真）；外界温度、电源电压等因素的变化→电路元器件参数变化→打破原有平衡→可能停振、可能失真加剧。

方法：①用热敏电阻实现负反馈网络；②利用二极管的正向特性改变负反馈系数；③利用FET的线性电阻区实现压控负反馈；??

总之，利用非线性元件使负反馈网络的反馈系数成为非线性的。

为了满足增益的要求，在输出端加入多级放大电路进行放大,其电路如下图：

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图 4.8

4.2.2 方波产生电路

本设计中，由于方波是由正弦波变换而来，所以没有用到单独的矩形波发生电路，而是利用集成运放的非线性特点，由电压比较器变换波形。常用的比较器有:过零比较器、单限比较器、滞回比较器、双限比较器以及集成电压比较器。本次设计由于对波形的抗干扰能力无太高要求，故选用最简单且灵敏度高的过零比较器。

过零比较器的电路图如图4.9a所示,其传输特性如图4.9b所示：

VEE-5VVEE4U12u I10263715uu ?UOO

OPP 741VCCVCC5VO?U u

IOPP

图4.9a 图4.9b

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在实际使用中常利用稳压管限幅，利用稳压管限幅的过零比较器如图4.10a和图4.10b所示，其传输特性如图4.10c所示：

VEE-5VVEE4VEE-5VVEE73R11kΩ1N49771N49774R22D4D31N49771N49774u I10U252U137156741VCCVCC5VD2D10uu IO 61.0kΩ063715VCCVCC5V741uO

图4.10a 图4.10b

u ?UO

Z u I?U Z两个背靠背的稳压管，任意一个被击穿而另一个 导通，此时输出幅值的上下限变成了稳压管的稳压值

UZ? UOPP

图4.10c

4.2.3 三角波的产生

三角波的产生是由积分电路实现的，积分电路将方波转换成三角波。 积分电路的原理图如图4.11所示：

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VEE-5VVEEC1u

I1.0uF43R11.0kΩ12R21.0kΩ2u154O 6U1377410VCCVCC5V 图4.11

电容两端的电压uC与流过电容的电流iC之间存在积分关系，即

1uCC?iCdt

由于集成运放的反相输入端“虚地”，故uO??uC ；又由于“虚断”，运放

?反相输入端的电流为零，则iI?iC，故uI?iIR?iCR,由以上几个表达式可得积分电路输入电压和输出电压的关系为：

1 RC?uIdt

由于输入的是方波，所以 的值为两个状态，当 >0时，uO?uO?I输出波形以

uIRC和下降的斜率相等所以波形对称，形成三角波。

的斜率上升，当 <0

u

u

时，输出波形以uIIRC，RCt的斜率下降。上升

Iu4.2.4 调幅电路原理

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图 4.12

调幅原理：本方案选用了最简单有效的电阻分压的方式调幅，在输出端通过电阻接地，输出信号的幅值取决于电阻分得的电压多少。其最大幅值为电路的输出电压峰值，最小值为0。

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心得体会

通过一个月的学习和实践，自己确实感觉掌握了不少东西，而且这些东西在过去自己一直认为那时很深奥的，这些知识在我今后的工作中将使我受益匪浅。现在毕业设计总算是基本上完成，虽然觉得有点辛苦，但是确很充实，而且小有成就感。总之，在这次设计中我学到了不少新知识，了解了很多的设计思想与方法，我也将继续努力，不断地完善和充实自己。

在这次毕业设计中，我才发现三年中我们还有很多东西都不曾了解，有很多东西我们都还没熟练掌握。毕业设计，是把我们所学的基础知识和具体操作相结合的一个过程；毕业设计，使我将这三年所学到的知识得到了系统化，贯穿成一条线；毕业设计，让我认识到了一个道理：再难的东西，再难的程序。只要自己努力，耐心的分析，查资料或请问别人，最后总会解决。等你解决完了回头来看就会发现原本认为很深奥的东西也在你的掌握之中。通过这次的毕业设计，我了解到做什么事都要按部就班，不能麻木的办事。一开始我就选中一个方案，怕毕业设计不能按期完成，所以早就想着拿到元器件开始做，并认真去思考它到底可不可以实行。幸亏有搭档在旁边耐心的劝解，才有了这么一套好方案。我从这件事学到了做事要稳重，毕竟以后的路是自己走。我也从这次毕业设计活动中学到了以前落下的知识，虽然自己偶学过这些，但功底很浅，正好借这次机会弥补了一下自己的不足，让自己对这一个领域有了新的认识。要想在这个方面有发展，我们还要不间断的努力，不停的查找资料，只要功夫深，铁杵磨成针。让我们一起加油。以后的路还很远！

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致 谢

本论文在XXX老师细心指导下开展的，整个过程中给我莫大的支持，关心和指导；在我撰写论文的过程中，XXX老师呕心沥血，一丝不苟，无论是在论文的选题、构思和资料的收集方面，还是在论文的研究方法以及成文定稿方面，我都得到了XX老师悉心细致的教诲和无私的帮助，特别是他广博的学识、深厚的学术素养、严谨的治学精神和兢兢业业的工作作风使我受益匪浅，在此表示真诚地感谢。

在论文的写作过程中，得到了许多同学的金玉良言，同时在制作过程中也得到了许多同学的支持和帮助，在此一并致以诚挚的谢意， 感谢所有关心、支持、帮助过我的良师益友。

最后，向在百忙中抽出时间对本文进行评审并提出宝贵意见的各位专家表示衷心地感谢！

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参考文献

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本文来源：https://www.bwwdw.com/article/zilp.html