LLC谐振半桥的主电路设计指导

LLC谐振半桥的主电路设计指导

近年来，LLC谐振半桥因为成本低、效率高而且结构简单，获得了电源工程师的广泛认可，从而迅速在中低功率（100W-2000W）范围内得到了广泛应用。

关于LLC谐振半桥的理论分析，各类论文已经介绍的比较详细，因此在这里不再赘述，仅仅把主电路参数的设计过程，以及设计中用到的主要公式分列如下。

一、所需的初始设计条件

LLC变换器仅适用于输入电压波动范围比较窄的高压直流输入场合，因此前级一般有PFC级，且LLC电路不适合用于需要长保持时间的场合。设计时，所需的初始限定条件主要是：

1、 输入额定直流电压Vin?e、最低工作直流电压Vin?min、最高直流输入电压Vin?max； 2、 额定输出电压Vo、额定输出电流Io； 3、 预期的谐振频率fr；

4、 输出线路压降（含二极管压降、PCB走线以及电缆压降）Vd；

5、 K值（K值的大小将影响到工作频率范围，并对效率略有影响。一般取4-7之间）； 6、 变压器磁芯截面积Ae与工作磁感应强度Bmax，变压器原边匝数NP，副边匝数NS;

二、设计计算过程

1、 计算变比

一般来说，为了使电源达到比较高的变换效率，我们会把满载工作点设置在谐振频率位置，或略有轻微调整。根据LLC变换器的原理，在谐振频率处，电源的传输比=1。 因此，Vin?eNSNV?Vo?Vd，据此计算出n?P?in?e NPNSVo?Vd2、 计算额定负载电阻R，以及折射到原边的负载电阻Rp

8n2RVoR?，Rp?2

?Io3、 计算最高输入电压Gmax和最低输入电压时的增益Gmin Gmin?2n(Vo?Vd)/Vin?ma，x Gmax?2n(Vo?Vd)/Vin?min

4、 计算临界Q值，一般在计算值的基础上取0.90~0.95倍的裕量，以保证不进入ZCS区。

Gmax0.9~0.95一般取Q?(K?) 2KGmaxGmax?15、 计算最低工作频率和最高工作频率，分别对应低压输入和高压输入 fmin?2fr（1?K（1?1Gmax，fmax?fr（1?K（1?））21））Gmin

6、 计算谐振电感感量Lr，以及谐振电容Cr，和主变压器原边感量Lm Lr?QRp2?fr，Lm?KLr，Cr?1。计算时需要注意，谐振电容Cr的容量是一个标准

2?frQRp序列，一般有：8.2nF、12nF、15nF、22nF、33nF、39nF、47nF，而Lr、Lm是可定制的。因此我们一般会通过微调谐振频率和K值，得到一个精准的Cr，以避免非标准序列的Cr带来的不必要的麻烦。

7、 计算谐振电感的电流峰值Im

Im?Vin?e

4f（rLm?Lr）8、 计算额定输入电压、满载输出条件下的原边绕组电流有效值，和原边绕组电流峰值，以及每个

开关管的电流有效值

IrmsV?Vd?o8nR2n4R2?8?2，Ipk?2Irms，Imos?Irms22Lmfr2

9、 计算副边每个绕组的电流有效值，

Is?pk?10、

?2Io，Is?rms?0.5Is?pk

计算副边整流管的应力平台电压，与二极管电流平均值

Vd?额定?2Vo，Id?额定?0.5Io 11、

计算谐振电容电压有效值、电流有效值

最高输入电压，满载条件下，谐振电容电压有效值为：

Vcr-rms?12、

Vin?max2Irms， 电流有效值Icr-rms?Irms ?22?frCr计算输出滤波电容上的纹波电流有效值

Ico-rms?Io13、

?28?1?0.482?Io

一般取实际匝比略大于计算值，使半载以上工作在f

n实际?n/0.96

14、 计算原边匝数最小值，从而选定副边匝数。一般需要微调Np的值，以便使Ns接近整数，

使得原副边匝比最接近理论计算值。 Np?n（Vo?Vd），NS?Np/n实际

2frAeBmax三、设计注意事项

1、 关于K值的选择

K值，即变压器励磁电感Lm与谐振电感Lr的比值，直接决定了从轻载到满载的频率变化比值，即

fmax。K值越大，频率变化范围越大，但是励磁电流峰值将降低，从而减少了满载下励磁fmin电流在开关管上形成的导通损耗。但是，频率变化范围太宽的话，也将导致反馈环稳定性设计难度增大。

因此一般来说，取K值在4到7之间，这样的话可以均衡稳定性与效率。

也有人介绍取K值在2.5~8之间，但是K值大于7以后，实际上对满载效率的影响已经微乎其微了，因此建议K值不大于7，以便降低调试工作量。 2、 关于磁集成

LLC变压器和谐振电感可以采用磁集成的方式来降低成本，并减小体积。

但是，磁集成方式下，变压器的温升一般明显升高，测试的时候需要注意检验是否满足温度降额。

另外，磁集成方式下，根据经验，当变压器距离金属机箱壁太近的话（小于5mm），将会在机箱壁上形成明显的涡流，导致额外的发热，铁或钢质机箱尤为明显。根据经验，曾经在400W电源上测到过损耗增大5W。分立的主变和谐振电感则无该现象。 3、 关于Bmax值的取值范围

一般来说，对于自然冷，取Bmax小一些，建议不超过0.22。而对于风冷电源，由于磁芯散热条件得到改善，可以取Bmax略大一些，建议不超过0.28。 4、 关于成本分析与拓扑选型

在大约100W以下的范围内，由于反激变换器的成本更低，因此一般不考虑采用LLC变换器。 在大约100W-500W的范围内，各种变换器的相对成本依次是：反激变换器 < LLC变换器 < 单管整机RCD < 而双管正激，一般建议用LLC。

在500W-1500W范围内，属于LLC、双管正激、半桥、全桥、移相全桥的重叠范围，LLC和移相全桥具有最高的效率，两者都是可选的。但是由于移相全桥的输出纹波电流比较小，因此在低压大电流场合可能更合适一些。且移相全桥属于定频控制，环路稳定性的调试难度较低。而LLC在这种场合下由于输出纹波固定等于总输出电流的48%，输出电容选型会难度大一些。

对于更大的功率，一般可以考虑采用移相全桥或三电平等其他拓扑，在此不作赘述。

附录一、计算案例：AS0600-12产品

1、技术要求

输入电压： 330V-420Vdc，额定值390Vdc 输出电压： 12Vdc

线路压降： 0.3V线路压降，及0.4V远端补偿 最大输出功率： 600W

效率： 0.96 2、具体器件计算

开关频率确定：在减小模块体积的前提下，开关频率应该尽可能提高，但考虑EMC及开关损耗，谐振频率取90kHz，开关频率接近谐振频率。 2.1主变压器与谐振参数计算

1、根据经验，初步选取PQ3230磁芯骨架，截面积0.000163m2，体积为10.2cm3。 2、根据经验，取△B = 0.28特斯拉 ①计算实际变比

考虑到占空比的损失，根据经验估算实际变比为理论变比的96% 实际变比n = 15.85/0.975 = 16.26 ②计算原边最低匝数

Np?n(Vo?Vd)16.26?（12?0.25）??15.9，取16匝。

2frAe?B2*138000*0.000163*0.28计算额定输入电压、满载、最低工作频率下的△B为：

?B?n(Vo?Vd)16.26?(12?0.25)??0.38特斯拉，基本可以接受。 2NpfminAe2*16*102470*0.000163因此，取原边匝数为16匝，副边匝数为1匝。 ④计算原边线径

根据前表计算结果，原边电流有效值为：3.9A，取电流密度为5A/mm2，计算绕组截面积为：Sp = 3.9/5 = 0.78mm2，取0.33mm三层绝缘线9根并联,截面积为0.77mm2，实际电流密度为5A/mm2。

由于原边采用三层绝缘线，因此整个变压器不加档带。 ⑤计算副边线径

副边绕组电流有效值39.3A，取电流密度4A/mm2，计算绕组截面积为：Ss = 39.3/4 = 9.8mm2，每个绕组可以采用10*0.4的铜带2根并联，截面积8mm2，电流密度4.91A/mm2。 ⑥变压器设计参数：

磁芯：PQ3230 匝比：16：1

Lm ：165uH±5%，Lr ＝ 30uH

线径为：原边用0.21*12多股线2根，副边每个绕组用0.4mm*10mm铜带两根并联。 ⑦变压器损耗计算

天通TP4A材质磁芯，在100℃/100K/200m特斯拉的情况下，损耗为0.41W/cm3，PQ3225磁芯体积为：10.2cm3，因此本设计中变压器的磁损为：1380000.282Pfe??()?0.41?10.2?2.87W。 1000002?0.20主变原边绕组的长度约为：96cm，截面积0.82mm2，阻值为：22 mΩ，损耗为：

Pcu1?3.92?0.022?（273?100）（/273?25）?0.42W。

主变副边每个绕组的长度约为：10cm，阻值约为：0.21mΩ，损耗为：

Pcu2?2?39.32?0.00021?（273?100）（/273?25）?0.37W。

因此主变压器总损耗约为：P主变?Pfe?Pcu1?Pcu2?2.87?0.42?0.37?3.66W。由于副边绕组直接用铜皮引出，电流密度较小，且引出端距离同步整流管距离非常近，因此初步计算时估算引出端损耗为0。 ⑧谐振电感计算。

磁芯：ER28，Ae = 0.000082mm2，取Lr=30uH±5%，Bmax=0.2特斯拉

匝数：谐振电感与变压器原边绕组串联，因此电感电流等于变压器原边绕组电流。变压器原边绕组电流有效值3.9A，峰值约5.5A，计算匝数为：

LI30?10?6?5.5N???13.4匝，取14匝。注意避开中柱气隙，否则绕组涡流损

?BAe0.15?0.000082耗很大。

线径：0.21*20多股线1根，要求绕组两端各2mm档带。 ⑨谐振电感损耗计算

PC40材质磁芯，在100℃/100K/20m特斯拉的情况下，损耗为0.42W/cm3，ER28磁芯体积为：2.08cm3，因此本设计中谐振电感的磁损为：

950002?0.22Pfe?谐振电感??()?0.42?2.08?0.82W。 100002?0.20谐振电感绕组长度约为：100cm，阻值为：20mΩ，损耗为：

Pcu?谐振电感?3.42?0.020?（273?100）（/273?25）?0.29W。

因此谐振电感总损耗约为：

P谐振电感?Pfe?谐振电感?Pcu?谐振电感?1.11?0.29?1.11W。 ⑩谐振电容选型

谐振电容选用1000V-0.022uF-±5%-双面金属化聚丙烯膜电容，2PCS并联。

2.2主要器件和损耗计算

本文来源：https://www.bwwdw.com/article/yn97.html