2011年电赛陕西赛区上报国家参赛队设计报告论文1

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光伏并网发电模拟装置 学 校:******** 作 者:*** *** *** 指导教师:***

中文摘要:本制作采用模拟锁频-锁相技术～实现了对基准正弦信号相位的精确跟踪,利用PWM调制技术的D类功放～实现了DC-AC的高效变换,输出级功率VMOSFET管采用H桥结构～实现了输出正弦电压的无缝交接和功率拓展,采用负反馈电压调整技术～实现了U = U/2的精确跟踪～采用AD+CPU的方法实现了过流过压保护点的精确设定。实测dS

结果表明～该装置实现了题目要求的全部功能～多项指标优于题目要求。 英文摘要:***************

关 键 词:DC-AC;PWM;D类功放,负反馈调整,锁频-锁相 一、方案论证

1(DC-AC变换与功率放大方案

有三种方案可供选择。一是直接线性功率放大方案:将基准电压直接进行线性功率放大，实现DC-AC变换。此方法虽简单，若选放大器为A、B、C类则效率都不高。二是斩波方案:利用开关管将直流电压斩波为与基准正弦信号周期相同的方波，再通过低通滤波器滤出基频。优点是方案简单，效率高，缺点是滤波电路复杂，输出波形失真太大。三是PWM调制的D类功率放大方案:此方案效率高，失真小。经比较，采用方案三。DC-AC变换器采用PWM调制的D类功率放大器，其除了

具有极高的效率，还具有良好的线性。为了满足输出电压幅度(或输出功率)的要求，输出开关功率管必须接成H桥的形式。

2(频率-相位跟踪方案

方案一:数字锁频—锁相方案，此方案采用数字锁相环，同时对频率和相位进行跟踪。先将基准信号和输入电压采样信号分别变换为矩形脉冲，送数字锁相环进行处理，然后再变换成正弦电压信号，将其作为控制电路的新基准。该方案最大优点是硬件结构简单，实现灵活方便。

方案二:模拟锁频-锁相方案，此方案采用模拟方法进行频率和相位的跟踪。一般的模拟锁相环，锁相后往往存在固定相差，本方案采用矢量旋转合成技术，即将U和U通过reff

o鉴相、相位误差比较放大后，去压控与U互成?90的矢量的幅度，最后再与U矢量进行refref叠加，形成旋转合成矢量，作为逆变器的输入电压，最终实现U和U几乎零相差的相位跟fr

踪。经搭建实验电路测试，此方案实现电路虽较为复杂，但抗干扰能力强、跟踪精度高。本

设计最终采用方案二，方案一可做备选。 3(最大功率点跟踪方案

方案一为直接采集控制方案，此方案通过A/D变换器对U、U进行监视，借助单片机Sd

算法合成控制信号以实现功率跟踪。但该方案对功率跟踪不够直接，系统收敛较慢。方案二为负反馈调整方案，此方案电路简单，且容易与频率-相位跟踪电路进行配合。经搭建实验电路测试，此方案完全可以达到题目要求，且控制精度较高，故采用此方案。该方案对US和U分别进行取样，经过比较放大后，输出控制电压去压控正弦输入信号的幅度，最终实d

现功率跟踪，使U= U/2。 d S 4(欠压、过流保护保护方案

方案一:采用对U、I进行取样，在与基准电压进行比较，输出关断信号关断功率输do

出。此方法为纯硬件方案，保护点可以通过电位器进行连续调节。 方案二:利用A/D变换器对U、I进行采样并转换为数字信号，送单片机与设定好的do

电压、电流值进行比较，输出关断信号关断功率输出。此方法硬件电路简单，且保护点可通过软件进行灵活设定，故本设计采用方案二。

5(纹波抑制方案

由于采用了D类功放，输出级必须采用低通滤波器，以消除开关次频率的高频纹波。方案一为每个半桥采用两阶Butterworth滤波器，此方案的优点是电路简单，但对开关次频率的压制还不够。方案二为每个半桥采用四阶Butterworth滤波器，可对纹波进行进一步抑制，比较后采用方案二。

二、理论分析与计算

1. MPPT的控制方法与参数计算

最大功率点跟踪实际上是要使U?U/2的控制问题，使U?U/2，就要调整负载的功dSdS

率(电压)，从而调节I来改变R上的电压(功耗)，问题转化为输出电压的控制问题。控dS

制框图如图1所示。 Ud uPWM及 uo 开关功率 U、U取样 压控 低通 c usdo1 变压器 驱动电路 输出级 及误差放大 幅度调节 滤波器

uF u频率、相位跟踪 REF 图1 MPPT框图

分别对U和U进行分压取样，将其电压样品进行比较放大后，去压控由频率-相位跟dS

踪环节送来的正弦电压信号，形成复合基准正弦电压信号u，再送给PWM调制器，对输出c

电压的幅度进行调节，使负载消耗的功率跟着变化，使U和I同时发生变化，这种负反馈dd

闭环系统最终将U与U的比例关系予以锁定，改变U或者U的取样电压，可将其准确的SddS

调整为U=U/2。 dS

取样、比较放大调整环节采用传统的实现方法来完成，压控幅度调整环节利用模拟乘法器来实现。

2(同频、同相的控制方法与参数计算

为了实现模拟电网与参考信号的同频、同相跟踪，并输出新的正弦参考电压信号，系统采用模拟锁相技术，原理框图如图2所示。

o0 合成矢量 加法器 oUi 90Ur 移相器 乘法器2 o ?90 乘法器1 Uf 比较放大 鉴相器

图2 相位跟踪整体框图

旋转合成矢量 U为参考信号，U为逆变器输出的反馈信号。由rfoo+90U i 90移相器与乘法器1组成鉴相器，实现U与U的鉴rf

相功能，然后将输出的相位误差信号与零电平进行比

φ 较放大(开环比较放大)后，送乘法器2的一个输入0 o0U 端。由于开环放大倍数很高，只要两个信号有一点相r 差，均可得到高倍放大。乘法器2的另一个输入信号oo-90U i 来自于U经过90相移后的信号，所以从乘法器2输r

出的信号，其幅度大小取决于经过比较放大后的相位图3 旋转矢量合成示意 o误差电压的大小，其相位与参考信号U相差?90，?r

oo极性取决于比较放大后的电压极性。因此，乘法器2组成了?90矢量的形成及?90矢量的

o幅度调整环节，其输出的?90矢量与原参考矢量U进行矢量叠加，形成合成矢量U(如图ri

o3示)，合成矢量的相位取决于?90矢量的幅度。合成矢量送给功率跟踪环节形成复合基准信号u，作为逆变器的输入信号。由于本相位跟踪环节与逆变器一起组成闭环调整系统，通c

过对合成矢量相位的调节，实现了U与U的几乎零相差跟踪。合成矢量的相位具有较大的rf

调整范围，对于系统的超前或滞后相移均能得到超强的跟踪。 3(提高效率的方法 (1)功率输出管的选择

功率输出管可选三极管、VMOS场效应管或IGBT管。虽然三者速度都可满足本题目要求，但是晶体三极管需要较大的驱动电流，并存在储存时间，开关特性也不够好，使整个功放的静态损耗及开关过程中的损耗增大;由于电源U电压不是太高，而IGBT具有较大的d

导通压降，也会导致损耗增大;VMOSFET具有较低的导通电阻、以及良好的开关特性，因而选择VMOSFET功率管，有利于提高系U d统的效率。

(2)功率输出级的结构形式

PWM2 PWM1 由于采用半桥结构满足不了输出功率 的要求，输出级必须采用4个VMOSFET PWM2 PWM1

图4 H桥输出级电路

管构成的H桥结构。简化原理图如图4所示。由于输出管工作在开关状态，故具有极高的效率。理论上为100,，实际电路也可以达到80,~99,。

(3)减小滤波电感的附加损耗，磁芯材料选用低损耗的铁硅铝磁芯，绕制电感用漆包线尽量增大其线径。

(4)输出级电路板走线及外引线尽量加宽加粗。 4(滤波参数的计算

输出级采用LC低通滤波器，为了进一步降低高频纹波，每个半桥电路采用四阶Butterworth滤波器，电路结构如附录图5所示。

Ud

' LL L 负载 L' 2121 C C C' C' 1221 图5 LC低通滤波器

的选择的至关重要，除了满足滤波要求之外，它还直接决定着开关管的最这里电感L1

大开关电流，VMOSFET管开关电流的大小决定着最大可能的输出功率，当电感L选得较1大时，虽然滤波效果好，但开关电流小，输出不了大的功率，L选得较小时开关管的电流1

较大，功率损耗增大，且影响MOS管的安全。综合输出功率的要求，VMOSFET管的最大瞬时电流设定为8A(留有足够的功率容量)，在正常工作条件下，VMOSFET管导通时，加在电感L上的最大可能电压为U值(30V)，当选择开关频率为50kHz(载波周期T=20μs)，1d

并忽略MOS管的导通电阻和线圈内阻，在最大脉冲宽度条件下: UU30,6dd(μH) ,,,，，,IT,,LT201075L1max1LL811max ，

考虑PWM的开关频率(50kHz)远远大于DC-AC的逆变频(50Hz)，低通滤波器的截止频率点没有必要选择太低，经实验测定，取C=3μF，完全达到设计要求。 1

L、C的主要作用是进行二次滤波，取值较为灵活。实际中取L= L=75μH，C=2μF。22212由于电路对称，因而H桥对称的另一侧滤波器参数与本侧相同。

三、电路与程序设计 1(DC-AC主回路与器件选择 (1)主回路的结构

DC-AC变换器采用PWM调制的D类功率放大器，输入信号为双跟踪后的复合基准信号。组成框图如图6所示。

Ud

uu低通 驱动 开关功率 PWM o1 o 变压器 滤波器 电路 产生器 输出级 uF 复合基准信号uc 功率和频率-相位跟踪系统 uREF 图6 DC-AC主回路框图 (2)PWM产生电路及器件选择

实际电路由运放、比较器及CMOS非门搭建，原理电路从略。三角波振荡器采用低频教材中的典型接法，产生的三角波具有良好的线性，由于调制信号的频率(50Hz)较低，故载波频率选择为50kHz，完全满足抽样定理的要求。由于载波频率不高，故运放选用通用集成运放LM353，比较器选低功耗四比较器LM339，一个比较器与运放组成三角波振荡电路;另一个比较器产生PWM脉冲。单路PWM脉冲经由反相器裂相后形成一对极性相反的PWM1和PWM2信号，分别送给驱动集成块IR2110的LIN和HIN端。反相器选用6反相器CD4069，其开关速度满足要求。此外本电路还设计了输入幅度限制电路，以防止因输入幅度过大导致PWM部分时段无输出的现象，由于篇幅所限，原理从略。

(3)驱动、输出电路及器件选择

原理电路如附录图1所示。图中仅给出了其中半边电路，另一边与此基本相同，仅驱动输入端的PWM1和PWM2信号要进行交换。驱动电路采用可同时驱动一对互补对称输出管的驱动集成芯片IR2110，它可以驱动供电电压达500V的VMOSFET，驱动电流达2A，导通、关断时间分别为120ns和90ns，IR2110完全可以满足设计要求。本装置用两片IR2110芯片分别驱动H桥输出电路中的4个VMOSFET。输出开关管选用VMOSFET的型号为IRF640，因为它具有较小的导通电阻，只有0.18Ω，最大电流可达18A，耐压值为200V，且与IR2110配套时不需附加其它电路。

(4)低通滤波器设计及磁芯材料的选择

低通滤波电路及参数如前所述，采用双四阶Butterworth滤波器，电感磁芯选用低损耗铁硅铝材料，绕制用漆包线线径2mm，可进一步减小损耗。

2(控制电路

(1)同频、同相实现电路

同频、同相的实现方法已在前面进行了讨论，具体的实现电路如附图2所示。由运放IC1

oo组成的积分电路，实现了对参考信号的90相移，由ICA组成90相移补偿电路，其补偿调2

o整量很小，且可以进行调节(RW);由乘法器ICA与90相移电路一起组成鉴相器，实现了14

u与u的鉴相，由R、C组成低通滤波输出直流误差电压;由运放IC组成一开环比较放大rf963

o器对误差电压进行开环放大;由乘法器ICB来实现?90矢量的幅度控制，由R和R直接41516

o实现u与?90矢量的叠加，形成的叠加矢量经由运放ICB组成的同相放大器放大后作为r2

MPPT的电路输入。该电路可单独进行调试，由R、C相移电路来对逆变器产生的相移进行模拟。

(2)MPPT实现电路

电路原理如附录图3所示。取样电路采用电阻分压取样，其中一路可调。比较放大器采用OP07通用运放，对直流采用开环放大，由于放大倍数极高，可以保证当U变化和负载S变化时，具有极其准确的定比例跟踪关系。

由乘法器实现直流控制信号与经相位控制后的输入信号的相乘，达到改变复合基准信号幅度的目的。乘法器选择模拟乘法器MLT04。

3(保护功能的实现 (1)欠压保护

欠压保护电路持续测量电压U，当U<25V时(U值可通过软件设定)，监控模块输出ddd

关断信号，通过驱动电路IR2110的关断控制端立即关断驱动电路输出的PWM驱动脉冲，使输出级处于关断状态，设定延时约10秒后电路又重新开启，若欠压故障仍然存在，立即关断PWM驱动脉冲。

(2)过流保护

过流保护电路通过电流互感器持续测量负载电流I，当检测到I大于1.5A时(I值可ood通过软件设定)，保护电路动作，其保护过程与欠压保护相同。

四、测试方案与测试结果 1(主要测量仪器:

直流稳压电源:DF1731SD3A 100MHz数字示波器:TDS1202 +4位半数字多用表:VC9807A 函数发生器:SPF04(带频率测量)

电阻器:30Ω/30W、36Ω/30W 可变电阻器:0~50Ω/200W 失真度测量仪:KH4116A 2(测量方法

(1)电压电流测量:用数字多用表直接测量。

(2)功率、效率测量:输出功率P可以用测得的电压、电流的有效值U 和I直接o1o1o1相乘得到，由于输入端U、I均为直流信号，直接相乘即为输入功率P，效率按η = P/ Pdddo1d进行计算。

(3)相位偏差通过双踪示波器进行比对换算。 (4)失真度测试:直接用失真度仪测量。 3(功率跟踪、效率及失真度测量

直流输入U=60V，R=30Ω，调节R在30~36Ω之间变化;R=30Ω，调节R在30~36Ω之SSLLS间变化;测量U、I、U、I。测试数据如表1所示: ddo1o1

表1

R/Ω R/Ω U/V I/A U/V I/A P/W P/W η/% 失真度/% MPPT偏差/% SLddo1o1do1

30 30 29.98 1.01 14.76 2.01 30.28 29.67 97.98 0.41 0.07 30 36 30.01 1.00 16.17 1.83 30.01 29.59 98.60 0.41 0.03 36 36 29.99 0.84 14.77 1.67 25.19 24.67 97.93 0.32 0.03 36 30 30.00 0.83 13.47 1.82 24.90 24.52 98.47 0.50 0.00

可见MPPT相对偏差小于0.07%。另外还可以通过连续调节U来观测U?U/2的跟踪SdS情况。根据上表数据计算的平均效率约为η = P/ P=98.2%。 o1d

4(频率、相位跟踪测量

在反馈信号u与相位跟踪电路之间插入RC超前或滞后网络来模拟系统的较大相移，用f

双踪示波器对相位跟踪电路两个输入信号的波形进行测量比对，直接观察其相位差别，实测

结果表明二者相差几乎为零，说明相位跟踪电路具有很强的跟踪能力。 5(保护功能测量 表2

U/V 24.00 24.90 25.00 25.10 26.00 d I/A 1.40 1.49 1.50 1.51 1.60 o

是否保护 是 是 是 否 否 否 否 是 是 是 自恢复功能 保护后均能自动恢复 6(测试结果分析 (1)性能分析

系统性能主要体现在以下几个方面:

一是最大功率点跟踪性能好，当U、R、R在设定范围内变化时，系统能够精确跟踪，SSL

使U=U/2，绝对偏差仅在0.05V以内，跟踪时间小于0.2s。 dS 二是频率和相位跟踪精确，频率跟踪误差为0，相位跟踪几乎无相差。 三是由于采用D类功放，使系统的效率较之其它形式的更高。

本系统正弦输出电压u的失真度虽然满足了题目的要求，但相对于其它指标还稍显逊色，o

波形失真主要是由DC-AC变换器引起的，主要影响来自于PWM调制器的线性度、驱动电路和功率输出管的转换速度、功率输出管导通电阻的非线性、还包括低通滤波器的特性等。

(2)综合分析

从测量的数据可以看出，本设计较好的实现了题目所要求的性能指标:效率可达得98%，具有良好功率跟踪和相位跟踪能力，欠压、过流保护点误差满足题目发

挥部分的要求，且能自动恢复，同时系统还设计了频率测量、电压和电流测量等附加功能。

五、进一步改进的措施 1(尽量减小整个系统的功耗

本设计效率的测量仅指的DC-AC变换器功率输出部分的效率，系统的其它部分还具有一定的功耗，应尽量设法减小。在满足性能的前提下，尽量选择低功耗的器件，并对电路设计进行优化。

2(尽量提高系统的性价比

由于在电路设计上没有过多的考虑价格的因素，使得本设计的性价比有待进一步提高。比如乘法器MLT04，虽性能优良，连接方便，但价格偏贵，若选用替代产品或改变电路设计，性价比还有较大的提升空间。

3(进一步解决好系统的共地问题和电磁干扰问题

由于本系统的输出功率较大，若共地问题解决不好，会引起电流串扰，造成系统干扰，使输出波形出现无法抑制的干扰毛刺。采用一点接地和大面积接地，合理连接引出线，在PCB板的设计上要下足功夫，方能较好的解决系统的共地问题和电磁干扰问题。

六、结束语

该设计较好实现了题目基本部分和发挥部分的全部功能，并有良好的发挥，多项性能优

于题目要求的指标。但输出波形存在高频干扰毛刺等问题，这些都有有待于我们对系统设计进行进一步完善。 +Ud驱动1

PWM2PWM1ICIR2110MD992FR107C10713HINHO121LINLO116IRF 640SDVb0.47μF95uoaVDDVs133关断控制信号

MVssVccC142NCCCOMC12814NCCNCC0.1μF11100μFIRF 640

+12V

附图1 半边驱动及功率输出电路原理 42CD21N 4148RW1713140.1μFDRC50KR1N 4148

10K10K50.1μF341R4RRo6RWIC B90o1M91M20K15?90R1K2486IC B712+12VR27C10KMLT0450.1μF3R1620KLM 353uu247orefIC

A21Ru+12VRref1o13010K2C10KLM 353365IC20K0.01μF1OP 07-12VCR7821-12V17+5VR0.1μF21120K68C10K142200pIC A5471RR4+12VICR3uf9106OP 071320K51K8MLT04C25.1 K4R81μF1R63710KC51K11-12V

8-5V2200p

附图2 同频、同相实现电路原理图

R1UdC2200pR+5V5锁相后的信号输入930K取样11RW10KR10171C810KIC AR2111237MLT0451K86140.1μF7.5 K365R7IC6取样2IC

B12D21Us5ROP0734130KLM35355CRC0.1μF5.1KR2.4 K0.1μF3复合基准1N414823R10K82.7 K6C1μFR6.2 K

-5V 44附图3 MPPT实现电路原理图

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