T型双极式PWM直流调速系统设计

T型双极式PWM直流调速系统设计

自从全控型电力电子器件问世以后，就出现了采用脉冲宽度调制（PWM）的高频开关控制方式形成的脉宽调制变换器--直流电动机调速系统，简称直流脉宽调速系统，即直流PWM调速系统。

直流PWM调速系统作为一种新技术，发展迅速，应用日益广泛，特别在中、小容量的系统中，已取代V-M系统成为主要的直流调速方式。直流PWM调速系统与可控整流式调速系统相比有下列优点：主电路线路简单，需用的功率器件少；开关频率高，电流容易连续，谐波少，电机损耗及发热都较小；低速性能好，稳速精度高，调速范围宽；若与快速响应的电机配合，则系统频带宽，动态响应快，动态抗扰能力强；功率开关器件工作在开关状态，导通损耗小，当开关频率适当时，开关损耗也不大，因而装置效率较高；直流电源采用不控整流时，电网功率因数比相控整流器高。

1 系统设计方案

调速系统可设计成转速电流双闭环直流调速系统，因为其打破了单闭环直流系统不能随心所欲地控制电流和转矩的动态过程。转速、电流双闭环控制的直流调速系统实现了在允许条件下的最快起动，起动过程，只有电流负反馈，没有转速负反馈；稳态时，只有转速负反馈，没有电流负反馈。

为了实现转速和电流两种负反馈分别起作用，可在系统中设置两个调节器，分别调节转速和电流，即分别引入转速负反馈和电流负反馈。二者之间串级联接，如图1所示。

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图1 转速、电流双闭环直流调速系统结构

其中，ASR—转速调节器 ACR—电流调节器 TG—测速发电机 TA—电流互感器 UPE—电力电子变换器

图1中，把转速调节器的输出当作电流调节器的输入，再用电流调节器的输出去控制电力电子变换器UPE。从闭环结构上看，电流环在里面，称作内环；转速环在外边，称作外环。这就形成了转速、电流双闭环调速系统。

2 调节器的设计

双闭环直流调速系统设计的一般原则：“先内环后外环”。 从内环开始，逐步向外扩展。在这里，首先设计电流调节器，然后把整个电流环看作是转速调节系统中的一个环节，再设计转速调节器。

2.1 双闭环调速系统动态结构框图

由于在检测信号中，如反馈环节中含有交流分量，需加低通滤波。滤波环节的传递函数可用一阶惯性环节来表示，以滤平检测信号为准，电流反馈滤波时间常数为Toi，转速反馈滤波时间常数为Ton。然而，在抑制交流分量的同时，滤波环节也延迟了反馈信号的作用，为了平衡这个延迟作用，在给定信号通道上加入一个同等时间常数的惯性环节，经过相同的延时，使给定信号和反馈信号在时间上得到恰当的配合。结构框图如图2.1。

U*n 1 + T0ns+1 - Un 1 + ASR Ts+1 0iU*i ACR - Ui Uc Kp Tps+1 Ud0 - 1/R Tl s+1 + Id -IdL R Tms E 1 n Ce 1 T0is+1 ? T0ns+1 ? 武汉理工大学《运动控制系统》课程设计说明书

图2.1 双闭环调速系统的结构框图

图中 Tl为包括电动机空载转矩内的负载转矩(N?m)

GDR2 Tm为电力拖动系统机电时间常数(s), Tm?

375CeCm2.2 电流调节器的设计

2.2.1确定时间常数

1) 脉宽调制器和PWM变换器的滞后时间常数TPWM与传递函数的计算.

IS?US60?A?7.5A R8

?S?IS7.5??2.03 Inom3.7,故选晶体管的BVceo?120V,为此选用

对于T型PWM电路,开关管应承受2US的

D202电力晶体管作开关管.其电流上升时间 tr?0.103?s,电流下降时间tf?0.061?s 对于双极式变换器,使总损耗最小的最佳开关频率为

?s2.033fop?0.332320.332HZ?2627HZ ?8?6Tl(tr?tf)25?10(0.103?0.061)?10开关频率f选为2.6Khz,此开关频率已能满足电流连续的要求, 故开关周期

TPWM=

1?0.4ms f脉宽调制器和PWM变换器的放大系数为

KPWM?Ud48??4.8 Ui?10KPWM4.8 ?TPWMs?10.0004s?1于是可得脉宽调制器和PWM变换器的传递函数为

KPWM(s)?2) 电流滤波时间常数Toi取0.5ms

3) 电流环小时间常数T?i?TPWM?Toi?0.9ms

2.2.2 电流调节器结构的选择

由图2.1电流环结构图最终简化成图2.2.2所示

2

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U*i(s) ? + Uc (s) ACR ?Ks /R Id (s) - (Tls+1)(T?is+1)

图2.2.2 电流环简化最终结构图

从稳态要求上看，希望电流无静差，以得到理想的堵转特性，由图2.2.2可以看出，采用 I 型系统就够了。

从动态要求上看，实际系统不允许电枢电流在突加控制作用时有太大的超调，以保证电流在动态过程中不超过允许值，而对电网电压波动的及时抗扰作用只是次要的因素，为此，电流环应以跟随性能为主，应选用典型I型系统。

图2.2.2表明，电流环的控制对象是双惯性型的，要校正成典型 I 型系统，显然应

T采用PI型的电流调节器，根据设计要求,?i00?500,而且lT?50.9?5.6?10,其传递函

?i数可以写成：

WACR(s)?Ki?is?1 ?is2.2.3选择电流调节器参数

选择 ?i?Ti?0.00s5 要求?i00?500时,应取KIT?i?0.5,

因此 KI?0.50.5?1?s?555.56s?1 T?i0.0009于是 Ki?KI?iR?KPWM?555.56?0.005?8?3.48

1.33?4.82.2.4 电流调节器的实现

含给定滤波和反馈滤波的模拟式PI型电流调节器原理图如图2.2.4.1,根据运算放大器的电路原理，则电阻和电容值计算公式为

3

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图2.2.4.1含给定滤波和反馈滤波的模拟式PI型电流调节器

取R0?40k?, 则Ri?KiR0?3.48?40k??139.2k?, 取Ri?130k?. Ci??iRi?0.005?106?F?0.04?F, 取0.047?F 3130?10 C0i?4Toi4?0.0056??10?F?0.05?F, 取0.047?F 3R040?1000按照上述参数,电流环可以达到动态指标为?i?4.300?500,故满足设计要求

实际设计电流调节器的时候常常需要考虑其输出限幅值的问题 则得到实际设计的电流调节器原理图2.2.4.2

+15VRiCiRP310kΩD31N4007UiRo/2Ro/2CoiU1B617LM324RbalRo/2RiRo/2CoiD41N4007RP410kΩRlimUcCurrent( ACR )图2.2.4.2 电流调节器原理图

-15V+ 2.2.5校验近似条件

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由?ci?KI?555.56s?1 1)要求 ?ci?13TPWM, 现

13TPWM?1s?1?833.3s?1??ci

3?0.00042)要求 ?ci?3111?3s?1?94.9s?1??ci , 现3TmTlTmTl0.2?0.0053)要求 ?ci?111111, 现?s?1?745.4s?1??ci

3TPWMToi3TPWMToi30.0004?0.0005可见均满足要求

2.3 转速调节器的设计

2.3.1 确定时间常数

1) 电流环等效时间常数为2T?i?0.0018s 2) 取转速滤波时间常数Ton?0.005s 3) T?n?2T?i?Ton?0.0068s

2.3.2转速环结构图的简化

为了分析方便，用电流环的等效环节代替电流环。把转速给定滤波和反馈滤波环节移到环内，同时将给定信号改成 U*n(s)/?，再把时间常数为 2T?i和 Ton 的两个小惯性环节合并起来，近似成一个时间常数为的惯性环节，其中

T?n?2T?i?Ton

电流环经简化后可视作转速环中的一个环节，为此，须求出它的闭环传递函数。由图2.2.2可知：

KIs(T?is?1)I(s)1Wcli(s)?*d??

KT1Ui(s)/?1?I?i2s?s?1s(T?is?1)KIKI忽略高次项，上式可降阶近似为

Wcli(s)?11s?1KI

根据转速环截止频率，降阶近似条件为：

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?cn?1KI

3T?i由于电流环等效环节的输入量应为U*i(s)，因此电流环在转速环中应等效为：

1Id(s)Wcli(s)??? *1Ui(s)?s?1KI这样，原来是双惯性环节的电流环控制对象，经闭环控制后，可以近似地等效成只有较小时间常数的一阶惯性环节。

则转速环最终简化的结构图为图2.3.2所示： U*n(s) IdL (s) + U*n(s) ? ? /? Id (s) - ASR T?ns+1 - + R CeTms n (s) 图2.3.2 转速环简化结构框图

2.3.3 转速调节器结构的选择

为了实现转速无静差，在负载扰动作用点前面必须有一个积分环节，它应该包含在转速调节器 ASR 中，现在在扰动作用点后面已经有了一个积分环节，因此转速环开环传递函数应共有两个积分环节，所以应该设计成典型 Ⅱ 型系统，这样的系统同时也能满足动态抗扰性能好的要求。 由此可见，ASR也应该采用PI调节器，其传递函数为：

WASR(s)?Kn(?ns?1)

?ns这样，调速系统的开环传递函数为：

Wn(s)?Kn(?ns?1)Kn?R(?ns?1)?? 2?nsCeTms(T?ns?1)?n?CeTms(T?ns?1)?R?转速环开环增益为：

KN?

Kn?R

?n?CeTm6

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按调节器的工程设计方法

取h=5 , 则?n?h?n?5?0.0068s?0.034s

KN?h?16?2?2 ?s?2595s2222hT?n2?25?0.0068则 Kn?(h?1)?CeTn6?1.33?0.18?0.2??10.56 10?0.05?8?0.00682h?RT?n2.3.4 转速调节器的实现

含给定滤波和反馈滤波的模拟式PI型转速调节器原理图如图2.3.4.1。根据运算放大器的电路原理，则电阻和电容值计算公式为：

图2.3.4.1 含给定滤波和反馈滤波的模拟式PI型转速调节器

计算ASR电阻和电容：

取 R0?40k?, 则Ri?KiR0?10.56?40k??422.4k?, 取Rn?430k?. Cn??nRn?0.034?106?F?0.08?F, 取0.1?F 3430?10 C0n?4Ton4?0.0056??10?F?0.05?F, 取0.047?F 3R040?10实际设计转速调节器的时候常常需要考虑其输出限幅值的问题 则得到实际设计的转速调节器原理图如图2.3.4.2：

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+15V( 给定 )Rn+15VRA1UnRo/2Ro/2Con10kΩLM324-15VRo/2RSRo/2ConRbalD21N4007U1C8149RlimD11N4007CnRP110kΩUiRP210kΩSpeed( ASR )图2.3.4.2 转速调节器原理图

-15V 2.3.5校验近似条件

由?cn?KN?n?2595?0.034s?1?88.23s?1

1)要求 ?cn?111, 现?s?1?222.2s?1??cn 5T?i5T?i5?0.00092)要求?cn?111111?s?1?111.1s?1??cn , 现

32T?iTon32T?iTon32?0.0009?0.0005可见均满足要求.

2.3.6校验转速超调量

?n00?T?n?Cnom?n ?2(??z)nom??CbTmn?Cnom?81.200, CbInomR3.7?8??164.4r/min， Ce0.1800当h=5时,

而?nnom?因此 ?n?81.200?2?7.5164.40.0068???9.200?1000 3.72000.2可见转速超调量满足要求.

2.3.7校验过渡过程时间

空载起动到额定转速得过渡过程时间 ts?t2?tv?t2?可见能满足设计要求

8

CeTmnnom0.18?0.2?200?s?012s?0.15s

R?Inom8?2.03?3.7武汉理工大学《运动控制系统》课程设计说明书

3 脉宽调制器PWM电路的设计

在双闭环调速系统中，电力电子变换器UPE是最终控制直流电机的输入电压的装置。在此电路中可分为三个部分，分别由脉宽调制器、驱动控制电路和桥式可逆PWM变换器组成。

3.1 PWM控制器电路

3.1.1 脉宽调制器选型

脉宽调制器可有很多的选型，在本系统的设计中采用LM3524DM集成芯片作为PWM控制电路的核心。LM3524DM集成电路除了能应用于单端脉宽型开关电流中作控制器外，还能作为推挽、半桥、全桥等开关电源的控制器。

他们的内部包含有基准电压源VREF，振荡器OSC、比较器C，误差放大器EA、限流保护器CL、触发器FF、输出关断电路和两只输出开关晶体管Q1、Q2等。能保证+2%的基准电压误差，保证+6%的振荡频率误差，保证10mV/1000h的长期稳定性。

LM3524DM提供了两个输出晶体管，分别有两个发射极和集电极可供使用，在我们的PWM调速系统中，控制器是单端脉宽型，则需把两个输出晶体管并联起来使用。

3.1.2 PWM脉冲的输出频率

LM3524DM内部振荡器电路决定其工作的频率，振荡器的波形是1～3.5V的斜面，工作频率是由从6脚到接地端的定时电阻RT 和从7脚到接地端的电容器CT 决定，即是：

fOSC?1 RTCT根据IGBT的工作频率特性，我们选择10KHz的工作频率。则选择RT =10kΩ，CT＝0.01μF。

3.1.3 保护措施

此芯片精密的基准电压源为PWM脉冲的稳定工作提供了保证，不仅如此，它还有电流限制等措施确保工作的稳定性。

当下4脚和5脚之间的电压超过200mV时使电流限制起作用，电流限制放大器的输出端总是从集成电路内部与误差放大器一起使脉冲宽度缩小。电流限制系统的增益相对要低一些，所以控制电流限定范围约为典型值的5%。限定电流限制放大器的共模范围，以防快速的尖峰干扰超出这个范围破坏正常工作。

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本文来源：https://www.bwwdw.com/article/wlb6.html