DIY 2A3和300B单端甲类胆机(修改调试篇)

DIY 2A3和300B单端甲类胆机（修改调试篇）

五、第一次修改：第一级用管增加采用5842（6C16）的选项。 尽管此机的方波响应还算过得去，但是听起来却感到动态有些不足，尤其低频的弹性不足，高频线条不够，总之声音过于阴柔，不够开阔大气。当第一级换成EF184时，动态、低频弹性、中频密实、高频线条都出来了，声音也很开阔大气，虽然观察方波响应并无明显改变，但是观察正弦波响应却发现了明显的波形失真——上半周波形变“瘦”、下半周波形变“胖”。

开始时怀疑这是由于EF184屏流较大，在阳极负载电阻（10K）上的压降较大，阳极电压只有130V，导致脱离了正常工作区域所致，于是取消稳压，用310V直供 EF184，工作点是：

Va=230V， Ia=10mA， Vg=-3.05V，

阴极偏置电阻改用305欧姆（实际308欧姆）：

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但是令我失望的是，正弦波响应波形并没改变，失真仍然存在。

难道这就是人们常说的五极管失真比较大的特性？如果换上同样具有EF184高跨导、高放大系数特性的三极管怎么样呢？刚好手头就有这样的管子——5842，是上世纪90年代从废钢场一台几乎全新的美军淘汰电话设备中拆下的。5842的参数是：Va=150V，Ia=25mA，S=24mA/V，u=43，Ra=1.8K。用自制测试仪测出：一只屏流24.5mA，跨导21mA/V，另一只屏流29.5mA，跨导22mA/V。虽然两管的测试值表明几乎就是新管，但两管的屏流相差较大。

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利用6J5空闲的第六脚管座作为5842的阴极接出脚，又做了一个5842九脚座与6J5大八脚座的转换座，接线图如下：

下一步就是选择5842的工作点。从手册上查出5842的工作点是：Va=150V，Ia=25mA，Vg=-1.5V，Rk=68欧姆。取电子管手册的栅压-屏流特性曲线直线段中点，用作图法做出：Va=143V，Ia=22mA，Vg=-1.5V，Rk=68欧姆，RL=7.8K，这就是5842的工作点。

5842的阴极电阻旁路电容的选择：

在Ia=22mA下，作图得：ra=1.85k，u=42.3， 于是rk=（RL+ra）/（u+1）

=（7.8+1.85）/（42.3+1）=0.223K

rk′=rk‖Rk=（223×68）/（223+68）=52欧姆 取f-3db=1HZ，则与RK并联的交流旁路电容的容量为： Ck=1/2∏f-3db rk′=1/2×3.14×1×52=3062uf。

这么大的容量，恐怕即使采用低ESR的电解电容，且并联小电容也会对高频响有影响，因此暂时使用820uf（实测900uf）钽电容。

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1、放大系数u=42.3

2、内阻ra=1.85K

3、跨导S=21.5mA/V

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4、负载能力：最大不失真输出电压37.5V，单级放大还不足以驱动2A3，需后面跟一级驱动级。

但是，原来第一级的稳压电源不能适应5842的工作需要，必须修改。修改的思路是：5842不用稳压电源，6J5仍采用稳压电源。于是在电源电路增加了2个双刀双掷的开关进行

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切换。当切换到5842一侧时，稳压限流电阻7.8K作为阳极负载电阻使用。开关的第二刀是专为隔离稳压管回路而采用的，因为如不用开关接点隔离，当切到5842一侧时，电流会通过公共阳极（第3、4脚）→6J5侧10K阳极电阻→稳压管形成回路，导致稳压电路仍起作用。

修改后的电路图如下：

由于用EF184作第一级存在明显失真，所以几乎不可能再用作第一级，而且已经作图验证5842单级放大输出的最大不失真电压没有达到交流有效值45V，不足以直接驱动2A3至满负荷输出，更别说驱动300B至满负荷输出了，因此必须有驱动级。原来留作切除驱动级的开关正好作为第一级稳压/非稳压电源切换用。按图改好后的内部接线图如下：

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插上5842，声音使我惊喜：在保持EF184动态、弹性、开阔音场的同时，更加圆润、顺滑；波形更使我惊喜：正弦波的失真消失，输出波形的形态与输入波形基本一致，失真很小。信噪比也使我惊喜：虽然没有经过稳压，但本底噪声与稳压时几乎听不出差别。

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三角波响应：

使用5842的情况下，开关切换到稳压一侧，声音瞬间就变得干瘪，声场被明显压缩，尤其低频量感和弹性削减很多。

市电225V时，稳压管明显闪烁，电压稳定度已经不良。市电218V时，稳压管已经不能点亮，不起稳压作用了。观察正弦波波形可见，虽然波形仍上下对称，但明显变矮、变胖。测量此时5842的工作点是：Va=115V，Ia=13mA，Vg=-0.77V，显然已经脱离正常范围。这表明5842确实不能在原来的稳压电路供电下工作。

确定换用5842效果很好，要买管子却因太贵下不了手，于是想到国产管替代。6C16是

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与5842参数非常接近、管脚相同的管子，参数是：Va=150V，Ia=24mA，S=24mA/V。正弦波形测试几乎没有失真，声音也几乎听不出差别。

5842的工作点是否适合6C16？作图求证时必须的步骤。先求证工作点：

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作图求出6C16的工作点是： Va=143V， Ia=24mA， Vg=-1.65V， Rk=68欧姆，

与5842基本相同，可以通用。

再作图求证在此工作点下，6C16主要参数是否正常： 1、跨导S=26mA/V

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2、负载能力：从下图的负载线求出，最大不失真输出电压36.7V，没有达到45V，和5842一样，单级放大还不足以驱动2A3，需后面跟一级驱动级。

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第一级用6C16、5842时外观（用自制的大八脚→小九脚转换插座）

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六、第二次修改：第一级用6J5GT时不稳压。

既然稳压与不稳压时本底噪声几乎听不出差别，自然会想到采用6J5WGT做第一级放大时也取消稳压，增加阳极电压的同时增大6J5WGT的阳极负载电阻，这将会增大第一级的增益，即使达不到6C16/5842的动态效果，也会比较接近。以下6J5的栅屏特性曲线作图表明：直接拔掉稳压管，原来的电阻都不变，就可以将阳极负载电阻增大至10K+7.8K=17.8K， 此时负载/内阻比率是：RL/ra=17.8K/7.7K=2.3， 工作点Q1参数是： Vg=-4.8V， Ia=7.4mA，

Vrl= RL×Ia=132V，

则Va=Vht-Vrl+Vg=313-132-5=176V

一般阳极负载电阻取电子管内阻的3～5倍。

如要使RL/ra=RL/7.7=3，则需要RL=23.1K，23.1K-17.8K=5.3K，需增加5.3K的电阻。此时工作点Q2的参数是： Vg=-4.2V， Ia=6.8mA，

Vrl= RL×Ia=23K×6.8 mA =156V， 则Va=Vht-Vrl+Vg=313-156-4=153V

阴极偏置电阻保持原来的Rk=620欧姆不变。 在6J5GT特性曲线图上作图：

在Ia=7.4mA下，求出：ra=8k，u=20, 则rk=（17.8+8）/（20+1）=1.23K

阴极总电阻：rk′=rk‖Rk=（1230×620）/（1230+620）=412欧姆 f-3db选取为1HZ,于是，与RK并联的交流旁路电容的容量为： Ck=1/2∏f-3db rk′

=1/2×3.14×1×412=386.5uf，原来的470 uf仍可用。

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以上2个工作点都在6J5的输入特性曲线直线段的中点，线性区域的范围比稳压时的Vg=-4.0V，Ia=6.0mA大。下面考核最大不失真输出电压，先做17.8K和23K负载线：

由图可见，工作点Q1负载线虽然较陡，但由于阳极电压较高，最大不失真输出电压有效值是：39V；工作点Q2负载线虽然较平些，但由于阳极电压较低，最大不失真输出电压有效值是：33V； 两个工作点的增益如何？ 工作点Q1：A1=u×RL/（RL+ra）=20×17.8/（17.8+7.7）=13.96 工作点Q2：A2=u×RL/（RL+ra）=20×23/（23+7.7）=14.98 不稳压时两个工作点增益只差1.02，最大不失真输出电压还是工作点Q1高些，而且工作点Q1只需拔去一只稳压管就能立即实现，其余元件和接线均不要改变，所以决定采用工作点Q1。 接着开始试机。将音量电位器旋到用6C16/5842时的9：00的位置，开关扳到6J5一侧（原来的稳压侧），拔去稳压管，结果使我大跌眼镜：期待中的音量、动态增大的情况并没有出现，音量和动态几乎没有变化，还是那么小声和软弱；音量电位器旋到10：30，音量才达到用6C16/5842时的水平，此时音场动态、低频弹性、高频线条都才不相仲伯，只是速度感似乎略差些，也许是心理作用。这时插上稳压管，可以感到音场动态和宽度、低频量感和弹性被压缩了一些，但音量无明显变化。

为什么增益没有明显变化？仔细分析稳压电路才恍然大悟：因为原来稳压电路输出端没有去耦电容，所以稳压限流电阻7.8K原来就是作为阳极负载电阻的一部分在起作用，也就是说稳不稳压第一级电子管阳极负载电阻原来就是17.8K，只是不稳压时，阳极电压升高，改变了工作点，使得音场动态和宽度、低频量感和弹性都有些改善。

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七、第三次修改：驱动级的SRPP电路改为β跟随器。

Morgan Jones在《电子管放大器》中对SRPP电路和u跟随器对比分析时认为“SRPP电路中上臂管子的阴极电阻Rk是下臂管子的负载电阻RL，由于其阻值相当低，这意味着必定有Av＜u，也意味着与u式跟随器相比，SRPP电路失真将明显增多。” 但是Morgan Jones认为u跟随器也有缺点：需要较高的阳极电压，驱动低阻抗负载时失真也会增大至0.85%，因此他推荐采用β跟随器，认为：β跟随器结合了u跟随器和SRPP电路两者的长处，下臂管子阳极负载电阻RL很高，失真最小，

看了Morgan Jones上述论点，联想到第一级改用5842/6C16后正弦波和三角波响应虽有很大改善，但仔细对比上下波形还是存在少许失真（不太对称）。这失真是否是驱动级的SRPP电路造成的？于是把驱动级改成β跟随器，晶体管的hfe约300左右。此时晶体管的交流阻抗可以达到1/hoe=33K，据此计算出：

恒流源的交流阻抗：r=Re×(2×hfe)+1/ hoe

=100×(2×300)+33000=93K, 再乘上臂管子的u值（u=20），

则下臂管子阳极负载电阻：RL=93K ×20=1.86M。

实测电路数据与Morgan Jones在图中标注的基本一致：

SRPP改为β跟随器后RL=1.86M，Ia=6.8～7mA，在6SN7GT特性图上作图得： ra=8.5K， u=20，

rk=（RL+ra）/（u+1）

=（1860+8.5）/（20+1） =88.98K，

rk′=rk‖Rk=（88.98×0.63）/（88.98+0.63）

=625.5Ω。 f-3db选取为1HZ,

于是，Ck=1/（2∏f-3db rk′）

=1/（2×3.14×1×625） =254.7uf。

取220uf。驱动级6SN7GT阴极旁路电容的容量比原来的470uf减少接近一半，这对改

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善电路高频响应和瞬态响应，减少相移是非常有利的。

实际上机试，却没有给我带来太大的惊喜：虽然波形和声音有些改善，但波形仍不太完美，少量失真仍然存在。 右声道正弦波响应

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左声道正弦波响应

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三角波响应

同时还产生了一个新问题：音量电位器旋到0档，即对地短路，左声道还有微小的声音，调到1、2两档，左声道声音很难听：不仅有阻塞感，而且有破声——很明显的失真声音，

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要调到第3档以后，耳朵可以听出来的失真声音才消失。原来SRPP电路没有这种现象。用示波器观察，左声道低档位出现类似整流波形：

左0档 左1档

左2档 左3档

试机结果使我很自然想到要废弃β跟随器，恢复SRPP电路，但出于对Morgan Jones结论的信任和自己劳动成果的珍惜，决定将拆掉的Rk=630欧姆的阴极电阻安装到PCB板上，只要动一下电烙铁就可以在β跟随器和SRPP之间转换，还可以继续查找β跟随器没有达到预期效果的原因。 当我把驱动级换回SRPP电路时，却发现竟然也存在音量电位器旋到0档左声道还残留有微小的声音现象，只是第1、2档声音不太难听，这促使我回忆SRPP改为β跟随器时除了改电路还做了什么？这才想起：左右声道的第一级电子管6C16曾经交换过，于是换回去，0档立即完全无声。电路改回β跟随器，0档也完全无声，1、2、3档失真也完全消失： 左0档 左1档

左2档 左3档

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很显然，失真来源于第一级，与β跟随器没有关系。至于为什么第一级管子互换就会产生或消除失真，我初步分析认为：这主要是由内部接线和管子本身特性两方面因素引起的。6C16/5842是高跨导、高放大因素、高电流的电子管，对电路接线很敏感。我互换左右声道管子时就发现手摸到左声道6C16管子时，失真立即消失，这说明这只管子对外界因素比较敏感，在左边电路接线因素影响下产生了失真。

由于两声道高压电源供电和接地都完全分开，所以左右声道第一级的电源和控制电路接线基本对称，没有明显不同之处；音源进线是从左侧输入的，左声道的输入线比右声道更短，也无疑问；6.3v交流灯丝电源是公用的，走线从右至左，左声道的交流灯丝线比右声道长一些。这点差别造成6C16/5842自激的可能性是有的。因为我在用自制测试仪测6C16/5842时发现，当用外接的数字万用表测跨导时，有的管子跨导值剧烈摆动，甚至感应到3米外正在工作的麦景图电子管调谐器发出很大的调制嗡嗡声，不能正常收音。用手触碰和调整外接表线（也就是管子阳极引线）的位置，就会使跨导产生较大变化，且调谐器受干扰的嗡嗡声也会变化。如果不外接万用表，就没有这种感应调制的现象。因此，我判断原因是：左声道的布线再结合管子的特性，使6C16/5842产生对外发射的电磁波，对驱动级和功放级造成调制干扰，这种干扰造成的失真始终存在，只是音量调大时被掩蔽了。前面用示波器看到上半周顶部变圆变钝的波形，就是干扰造成的。下图是用自制的电子管测试仪外接万用表测5842。

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前三次修改后的电路图如下：

八、第四次修改：第一级的阴极偏置器件由电阻并联电容改为发光二极管。

前面计算表明，5842需要采用3062uf电容与阴极电阻并联才能保证良好的低频响应。这么大容量电容有较大的自身电感，必然对高频响应有不良影响。除了因为大容量电容的自身电感造成的高频反馈会影响高频响应以外，大容量电容还会影响电路的瞬态响应。大信号到来时，阴极旁路电容积分作用会使电子管的阴极偏置电压偏离了其DC工作点；大信号过去以后，旁路电容两端电压的回复时间由f-3db时间常数决定，而此时间常数又由阴极电容容量和Rk‖rk决定，如果f-3db设定为1HZ，则对应的时间常数г=159ms。对于RC积分电路，要用5г=0.8s的时间才能恢复过来，电路的瞬态响应要延迟接近1秒的时间，这对于高保真重放电路来说显得太长，是不可接受的。

虽然5842的应用位置处于放大器的前级，属于小信号电路，但从对信号瞬态响应的延迟来说，前级比后级更为重要。试想：信号从第一级放大就被大幅延迟，再经过驱动级和输出级的延迟，相位失真就更大了。

基于上述想法，我就打算将5842的阴极偏置模式由电阻加并联旁路电容改为Morgan

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Jones在《电子管放大器》一书中一直很推崇的红色发光二极管偏置。Morgan Jones对各种二极管进行比较后得出结论：只有普通红色发光二极管交流内阻最小，最适合取代电子管的阴极偏置电阻。采用发光二极管偏置的优点是：它的交流电阻比常规电阻低很多倍，廉价的红色LED的正向电压是1.7V，交流内阻是4.3Ω，因此不需要并联交流旁路电容。 很偶然的机会，在高架桥下跑步时捡到6个焊在裸铜线上的无色透明环氧封装直径5mm的发光二极管，用万用表二极管档一测，发红光，正向导通电压1.728V，这不是正好合用吗？于是参照Morgan Jones在《电子管放大器》一书中的电路将5842改为发光二极管偏置。

由于功率管阴极电流表的背光照明灯已经坏了一只，所以我在它的背面开了两小孔，把发光二极管安装到电流表内，可以兼作背光照明，下图左右下角红圈是发光二极管安装位置：

如前所述，实际使用的电源电压是313V，阳极电阻是7.8K。实测5842的阴极偏置电压不是预期的-1.7V，而是-2.0V，阳极电压160V，阳极电阻上的压降152V，阳极电流19.5mA。

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发光二极管非常亮，很刺眼，见下图：

从上述特征可以判断我捡来的发光二极管不是Morgan Jones在《电子管放大器》一书中推荐的普通型，而是高亮度型。高亮度发光管的最大正向电流一般都是20mA。显然，长期连续工作于最大电流将缩短寿命并较早损坏；而且-2.0V偏置电压对于5842也太深了，已经脱离了其栅屏特性曲线的中间直线段，进入了下部弯曲段，容易产生失真；再就是刺眼的红光也使人感到不舒服。虽然用高亮度发光二极管偏置使得高低频响应都明显改善，动态范围明显增加，音量电位器处于相同档位时，音量明显增加，这表明它的交流内阻也是很小的，适合作电子管的阴极偏置器件，但由于存在上述缺点，我还是决定改用普通型的。

为了买普通型的，我用整整一天时间找遍电子市场，结果一无所获，只好从上世纪90年代旧开关电源上拆下2个直径5mm的红色发光二极管，用万用表二极管档测出正向压降1.55V，替换下高亮度型的。开机实测：

发光二极管导通电压是：Vd=-1.78V， 5842阴极偏置电压是：Vg=-1.7V， 阳极电压: R声道155V；L声道147V，

阳极电阻上的压降: R声道156V； L声道160V， 阳极电流：R声道20mA； L声道20.5mA。

发光二极管亮度适中，看来正是普通型的，见下图：

查发光二极管参数表，直径5mm普通型最大正向电流是40～50mA，在20mA的工作电流

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下显然可以长期连续工作。5842的工作点位于栅屏特性曲线中间偏下，也是合适的。

当第一级阳极电阻取17.8K时（开关拨向右侧）时，发光二极管导通电压变为1.73V， 5842（6C16）工作点改变为：

Va=125V左右（L声道：122V，R声道：129V）， Vg=-1.656V，

Ia=10.8mA（10K电阻上压降108V左右）。

查5842（6C16）的特性曲线，新工作点是成立的，且可行。

此新工作点与阳极电阻取7.8K时（开关拨向左侧）相比，高低频响应、声场、动态、音量都没有丝毫差异（开关左右切换就像没切换一样）。由于此工作点偏置电压值与Morgan Jones在《电子管放大器》一书给出的完全一样，电流大于10mA，所以可以认为发光二极管交流电阻处于最小和最稳定的区域，而且5842工作于参数适中的位置，将有利于增加使用寿命。

当5842处于新工作点时，我试着将稳压管0B2插上，高低频响应、声场、动态、音量都没有丝毫变化（插上就像没插一样），测量此时工作点参数是： Vg=-1.65V，

左声道Va=115V，Ia=9.8mA；

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右声道Va=124V，Ia=9mA。

可见，与不稳压时相比，Vg几乎不变，工作点也没大的改变。再仔细比较稳压与不稳压的本底噪声，也没丝毫差异。使稳压管工作起来的唯一好处是：可以欣赏充气稳压管发出橘红色光芒时的灯火阑珊的场景，仅此而已，所以更多时候将会不用稳压管。

第一级采用6J5GT时能不能也用发光二极管做阴极偏置、取消阴极电阻和电容？Morgan Jones在《电子管放大器》一书中正是用两个发光二极管串联做6J5的阴极偏置的，见前一页图片的右图。

于是在功率输出管阴极电流表侧面开了四个孔，将6J5WGT的阴极偏置器件改为2个高亮度红色发光二极管串联。实测发光二极管串联正向电压3.95V（3.98V），6J5WGT的偏置电压两声道有些偏差：

右声道是-3.76V,阳极电压173V，电流8.2mA， 左声道是-3.80V，阳极电压160V，电流8.8mA。

高低频响应、动态范围都有所改善，音量也有些增加，但都没有5842改发光二极管偏置时那么明显。查6J5特性图，左声道管子直流特性正常，右声道管子直流特性偏小，但用信号发生器和示波器比较两边的交流特性，右边管子却比左边更好些。 然而对采用2个高亮度红色发光二极管串联做阴极偏置还有一点担心：它们的交流内阻的典型值是不是如Jones在《电子管放大器》一书表格中所列出的4.3欧姆呢？由于查不到高亮度红色发光二极管的交流内阻等参数，所以内阻值成了一个悬而未决的疑问。Jones在《电子管放大器》一书表格中列出正向压降2.0V发光二极管的交流内阻的典型值是10欧姆，是普通红色发光二极管内阻的2倍多。阴极偏置器件的交流内阻大就意味着在交流状态下会产生较大的负反馈，这就又回到了要并联大容量电解电容以减少交流负反馈问题的原点。因此我下决心即使当前电子市场买不到普通红色发光二极管也要想办法找到。幸好，在家里发现2003年搬进新居时买的多用接线板的本体和插头上各有1个直径5mm的红色发光二极管，拆下后用数字万用表二极管档测量其正向压降是1.54V，这正符合普通型的特征。于是将3组接线板的6个发光二极管全部拆下，替换掉高亮度型的，实测直流工作参数如下：

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右声道：

2个发光二极管串联正向电压3.4V（单个1.7V）， 栅极偏压Vg=-3.26V， 阳极电压Va=165V， 阳极电流Ia=8.6mA。

比做图得出的工作点偏小。

工作3小时后测量直流工作点：2个发光二极管串联正向电压3.38V， 栅极偏压Vg=-3.34V， 阳极电压Va=163V， 阳极电流Ia=8.5mA。 左声道：

2个发光二极管串联正向电压3.4V， 栅极偏压Vg=-3.26V， 阳极电压Va=160V， 阳极电流Ia=8.8mA。

与做图得出的工作点相同。

工作3小时后测量直流工作点：2个发光二极管串联正向电压3.38V， 栅极偏压Vg=-3.32V，

阳极电压Va=158V，阳极电流Ia=8.7mA。 最终做图得出交流工作参数： 阳极电流Ia=8.8mA时， 跨导S=2.6mA/V， 阳极电阻rp=7.7K， 放大系数u=20,

交流参数处于6J5的标准工作区域。

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驱动级的阴极偏置能不能改为发光二极管呢？驱动级是β跟随器，其工作状态是： 下臂管子的阴极偏置电压： L声道-4.33V R声道-4.38V，

上臂管子阴极恒流源晶体管发射极串联的100欧电阻上的电压降是： L声道0.699V，

对应的电流Ia=U/R=0.699V/100=6.99 mA R声道0.70V,

对应的电流Ia= U/R=0.7V/100=7 mA

查6SN7特性曲线和此压降值都表明，采用β跟随器的驱动级的DC工作电流约7mA。 Morgan Jones在《电子管放大器》一书中指出，电流较小时，二极管的内阻变化较大，会产生较大的失真。

尽管Morgan Jones在《电子管放大器》一书中要求二极管阴极偏置法应避免用于电子管Ia＜10mA的场合，但他自己给出6J5放大电路是工作于Ia=8mA的，所以Morgan Jones实际主张应用于电子管Ia≥8mA场合都是可以的。

但是本β电路是驱动级，2个发光二极管串联的偏置深度不够，大音量时势必容易过载产生削波失真，所以要用3个发光二极管串联偏置。但即使采用3个普通型的，也必定使Vg=3×（-1.7V）=-5.1V。根据此负栅压，在电子管特图上求出：

在156V阳极电压下，相应的Ia=5mA。 据此电流，从发光二极管特性图上求出： 在5mA～6 mA电流区间： 电压变化⊿v=90 mV时， 对应电流变化：⊿i=4.4mA，

内阻变化⊿r=⊿v/⊿i=90/4.4=20.5欧， 在6mA ～8mA区间：

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电压变化：⊿v=25 mV时， 对应电流变化：⊿i=2mA，

内阻变化：⊿r=⊿v/⊿i=23/2=12.5欧； 在8mA ～10mA区间： 电压变化：⊿v=18mV时， 对应电流变化：⊿i=2mA,

内阻变化：⊿r=⊿v/⊿i=18/2=9欧。

Ia=5mA时，发光二级管的内阻变化量是Ia=8 mA时的1.64倍之多，也就是说小电流时交流阻抗较大，可能产生交流反馈，将增加很多失真。更何况并联电容容量较小（220uF），相位延迟和高频反馈也较小，所以驱动级的阴极偏置还是保持电阻并联电容的模式不变。 四次修改后的电路图如下，其中：

没括号的数值是用6J5WGT、6SN7GT和2A3时的, 圆括号内的数值是用EF184和300B时的，

方括号内的数值是用5842（6C16）和5687时的。

用5687时，面板上的电压选择开关拨向“300B”一侧。

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失真测试：

（1）音量控制电位器机械位置位于13：00（12：00后第2档），2A3输出无失真，测得输出端8Ω扬声器负载端子上交流峰值电压是6.7V（Vrms=4.75V），输出功率2.82W见下左图。而功率管换成300B时，输出波形无失真，测得输出端8Ω扬声器负载端子上交流峰值电压是8V（Vrms=5.66V），输出功率4.02W，见右下图：

（2）音量电位器置于13：30（12：00后第3档），测得驱动级β跟随器的输入交流峰值电压Vpin=2V（Vrms=1.5V）,见下左图；测驱动级β跟随器的输出交流峰值电压Vpout=45V（Vrms=30.5V）,无失真，右下图：

此时输出管2A3的输出波形上半周出现削波失真，阳极输出交流峰值电压140V（Vrms=99V），与前面的作图计算吻合，但下半周交流峰值电压162V（Vrms=114V），却未见削波失真，见下左图：测输出端8Ω扬声器负载端子上交流峰值电压7.9V（Vrms=5.58V），输出功率3.9W，见右下图，注意示波器探头极性接反，因此上下半周交换：

（3）音量电位器置于14：00（12：00后第4档），测得驱动级β跟随器的输入交流峰值电压Vpin=3V（Vrms=2.2V）,见下左图；测得驱动级β跟随器的输出交流峰值电压

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Vpout=64V（Vrms=45.2V）,无失真，见下右图：

此时功率级输出管2A3的输出波形出现严重失真（带8Ω扬声器负载），输出功率6.3W见下左图。输出管换成300B时，输出波形也出现了明显的失真，测得输出端8Ω扬声器端子上交流峰值电压是11V（Vrms=7.8V），输出功率7.6W，见右下图：

（4）音量电位器置于14：30（12：00后第5档），测得驱动级β跟随器的输入交流峰值电压Vpin=4V（Vrms=2.8V）,见下左图：此时测得驱动级β跟随器的输出交流峰值电压Vpout=76V（Vrms=54V）,刚出现失真，见右下图：

测试结果是：

（1）驱动级β跟随器出现削顶失真的点：在输入交流峰值电压Vpin=4V（Vrms=2.8V）、输出驱动电压Vpin=76V（Vrms=54V）时,音量控制电位器机械位置位于14：30（12：00后第5档）。β跟随器的6SN7的栅压-4.38V,在Vpin=4V时就出现削波失真，可见Morgan Jones在《电子管放大器》中主张不失真限制点宜取在Vg=-1V处而不是Vg=-0V处是有道理的。可

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以预期输入交流峰值电压Vpin=3.5V时，β跟随器可以输出不失真驱动电压Vpin=70V。

（2）输出级2A3刚刚出现削波失真的点：在驱动级输出交流峰值电压Vpout=45V（Vrms=30.5V）时，这是可以预料的，因为2A3的输入电压峰值达到了其负栅压值——45V。此时音量控制电位器机械位置位于13：30（12：00后第3档），输出功率3.9W，已经超过2A3在阳极电压250V、电流60mA、栅压-45V下输出功率的设计值——3.5W。

（3）输出级300B无失真输出点：是音量控制电位器机械位置位于13：30（12：00后第3档）时，输出功率4.02W。

（4）当音量控制电位器机械位置位于14：00（12：00后第4档）、驱动级输出交流峰值电压Vpout=64V时，由于已经超过了300B的负栅压值——60V，所以输出波形下半周出现了明显的削波失真，此时输出功率7.56W，已经超过了西电对300B的设计值——在阳极电压300V、栅压-60V、阳极电流60mA时，输出功率6W。

由于步进音量电位器不能做到无级连续调节，所以300B要么工作在无失真但功率只有4.02W的状态，要么工作在功率超过7.5W且有些失真的状态，这也许就是分流式步进音量电位器不足之处。

（5）由于测试时发现即使第一级采用6J5GT或5842，在扬声器端子上也有上下半周放大量不一致的失真。不对称失真主要由功率输出管产生的，于是对2A3输出波形作了测试。 a. 2A3输出峰值上半周72V，下半周85V（Vrms=上51V下60V）（12：00），左下图

扬声器端子输出（12：00）,注意示波器探头极性接反，因此上下半周交换，见右下图。

b．2A3输出峰值上半周95V，下半周110V（Vrms=上67V下77.8V）（12：30），左下图： 扬声器端子输出（12：30），注意示波器探头极性接反，因此上下半周交换，见右下图。

c.2A3输出峰值上半周120V，下半周140V（Vrms=上84.8V下99V）（13：00），左下图： 扬声器端子输出（13：00），注意示波器探头极性接反，因此上下半周交换，见右下图。

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d.2A3输出峰值上半周140V，下半周162V（13：30），左下图： 扬声器端子输出（13：30），注意示波器探头极性接反，因此上下半周交换，见右下图。

失真波形表明：此胆机产生的失真主要是2A3和300B对正负半周信号放大量不对称造成的偶次谐波失真。这批管子是1992年从曙光电子管厂销售科直接邮购的，目前还有5只2A3，3只300B。24前年产的老管子早就买不到了。 我在2014年买的一对曙光新版2A3C产生的偶次谐波失真要比老版2A3小五分之四以上，但是听感却不如老版的2A3那么悦耳。正如Morgan Jones在《电子管放大器》中所说的：“人耳对偶次谐波失真的容忍度远比奇次谐波失真高，…….高阶的奇次谐波与基频不再有音乐上的联系，听起来嘈杂刺耳。”（摘自《电子管放大器》P73-P74）这实际上就是说由于偶次谐波失真与基频有音乐上的联系，所以听起来不嘈杂刺耳。我觉得此2A3单端机与我那台KT88推挽机相比，由于后者偶次谐波失真基本被抵消掉了，所以2A3单端机更悦耳动听一些，尤其低频的弹性更好些。 5842的上机直流工作状态测试： 管子 雷神JRP5842 AC223V，负载电阻17.8K 7.8K上电压91V 电流11.7mA 电流11.5mA 电流10.6mA 电流10.8mA 电流10.9mA 电流10.8mA AC220V，负载电阻7.8K 7.8K上电压170V 7.8K上电压169V 7.8K上电压158V 7.8K上电压160V 7.8K上电压162V 7.8K上电压163V 电流21.8mA 电流21.7mA 电流20.3mA 电流20.5mA 电流20.7mA 电流20.9mA 曙光6C16（78.4J） 7.8K上电压90V 雷神5842金脚左 7.8K上电压83V 雷神5842金脚右 7.8K上电压84V （快闪灯丝） 雷神5842WA左 雷神5842WA右

7.8K上电压85V 7.8K上电压84V 32

备用的2对6J5WGT上机的直流工作参数测量如下：

（1）屏流8.5mA，跨导2.54 mA/V和屏流8.3mA，跨导2.52 mA/V的一对： R: Vg=-3.26V，阳极电压Va=153V，阳极电流Ia=9.2mA。 L: Vg=-3.26V，阳极电压Va=155V，阳极电流Ia=9.1mA。

（2）屏流8.8mA，跨导2.48 mA/V和屏流8.6mA，跨导2.1mA/V的一对： R: Vg=-3.26V，阳极电压Va=151V，阳极电流Ia=9.3mA。 L: Vg=-3.26V，阳极电压Va=153V，阳极电流Ia=9.17mA。

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