TDR测试原理

TDR测试原理简介

评价频率响应的最普通的方法是在频域中解Maxwell 方程。这个过程能够把系统所有的物理和电气特性都考虑进去，包括传输线。因而已经有很多基于此原理的测量方法来帮助电气工程师分析信号完整性。当和其他测试方法比较时，时域反射（TDR： Time Domain Reflector）可以提供更加直观观察DUT 的特性。TDR 使用阶跃信号发生仪和示波器，在被测得传输线上发送一个快速的上升沿，再特定的点上用示波器观察反射电压波形。这种技术可以测出传输显得特性阻抗，并显示出每个阻抗不连续点的位置和特性（阻抗、感抗和容抗）。所有这些信息都是示波器上实时显示。相对于其他技术，TDR 能够给出更多的关于系统宽带相应的信息。

图1 时域反射计工作原理

阶跃信号发生器向被测系统产生一个正向的阶跃信号。该信号沿着传输线向前传输。如果负载组抗等于传输线的特性阻抗，将没有信号反射，示波器上能看到的只有发送的阶跃信号。假如负载存在失配，将有部分的输入信号被反射，示波器上将出现反射信号和输入信号的叠加。图2 是一个传输线的测试波形，由此可以看出，对于非连续的阻抗，示波器对应位置将出现变化的波形，由此我们就能够分析每个中断点的特性。

图2 时域反射计测试结果

TDR 测试的典型结果

· A: 50 Ohm 电缆 · B: 微波传输带开始 · C: 50 Ohm 微波传输带 · D: 75 Ohm 微波传输带 · E: 50 Ohm 微波传输带 · F: 开路

与其他测试方法的比较

最常用的测量传输线和负载的方法是向系统发送一个正弦波，并观察线上不连续点的波形。这种测试方法中，我们要计算SWR(驻波比) 并将它看作系统的参数。当系统有数个阻抗不连续点时，SWR测试往往不能分开这些点。另外，当系统拥有很宽的带宽时，必须测量很多频点的SWR，测试很枯燥并且耗费时间。另一个常见的测量传输

线的仪器是矢量网络分析仪(VNA)。这时，信号源产生一个连续扫频的正弦波来激励DUT。VNA 测量DUT 的反射信号和传输信号。反射信号可以用多种格式显示，包括SWR 和反射系数。假如VSA 带有IFFT，我们就可以用和TDR 一样的格式来显示信号。假如用户对于频域S 参数很熟悉的话，这将是一个很好的办法。长久以来，VNA 作为传统的S 参数测量工具。在测量插入损耗和回波损耗的各种仪器中，更是广为人知的“标准”频域测量仪器。它具有世界上最精确和最广泛的动态范围。很多熟悉频域的用户对于TDR 的测试结果表示怀疑。图3 是VNA 和TDR 之间的差分插入损耗(SDD11)对比。蓝色为带有TDR 校准的TDR，它显示在高达大约10 GHz 的范围内与VNA(红色)测试结果高度匹配。该结果证明带有TDR 校准的TDR 具有与VNA 相当的精度。

图3 TDR 测试动态范围vs VNA 测试动态范围

VNA 也并不是万能的，它的强大是建立在复杂校准的基础上，也不能直接在直流情况下进行测量，当被测件很长时（电缆），完成低频测量也要花费很长时间。TDR 由于从DC 开始测量，具有良好的低频信号， TDR 具有相当大的存储深度，可以有效的测量长电缆的S 参数。另外，VNA 的价格高出TDR 很多。

图4 TDR 和VNA 的对比

原理 激励方式 接收方式 易于使用 眼图测试 测试速度 预算 频率范围 动态范围

VNA

采用扫频的方式

正弦波信号激励（窄带） 窄带接收 NA

$30k~>$100k USD 3G~67GHz 110dB

TDR

采用时域反射的方式 阶越信号激励（宽带） 宽带接收 TDR 的设置简便

示波器, TDR, 抖动, 眼图分析 TDR 具有更快的测试速度 $35k USD 13-15GHz 45dB

典型应用

由下表常见的数字信号接口可以看出，6 GHz 带宽的示波器也仅仅能满足今天的 PCI-E 系统。而所有未来 主要的标准都至少需要 10-12 GHz 的带宽！

Serial Bus Standard

Frequency

Frequency

Frequency

Data Rate

Fundamental

3rd Harmonic

5th Harmonic

SATA I DVI

PCI Express I SATA II XAUI

Fibre Channel FBD

PCI Express II SATA III CEI

Proprietary

1.5 Gb/s 1.65 Gb/s 2.5 Gb/s 3.0 Gb/s 3.125 Gb/s 4.25 Gb/s 4.8 Gb/s 5.0 Gb/s 6.0 Gb/s 6.25 Gb/s 7.0 Gb/s

0.75 GHz 0.825 GHz 1.25 GHz 1.5 GHz 1.56 GHz 2.125 GHz 2.4 GHz 2.5 GHz 3.0 GHz 3.125 GHz 3.5 GHz

2.25 GHz 2.475 GHz 3.75 GHz 4.5 GHz 4.69 GHz 6.375 GHz 7.2 GHz 7.5 GHz 9.0 GHz 9.375 GHz 10.5 GHz

3.75 GHz 4.125 GHz 6.25 GHz 7.5 GHz 7.81 GHz 10.625 GHz 12.0 GHz 12.5 GHz 15.0 GHz 15.625 GHz 17.5 GHz

10 GbE 10.0 Gb/s 5.0 GHz 15.0 GHz 25.0 GHz 另外高速数字通信的传输线路(例如连接器和印刷电路板线路)需要精确控制阻抗，否则可能会影响高速信号的信号完整性。PC1-Express 或串行 ATA 等新标准需要精确侧量传输线路的 S 参数和阻抗。

我们可以使用 TDR 和 S 参数分析软件来分析这些问题并在设计初 解决他们。在 PCB、连接器和电缆上进行基于工业标准的阻抗和 S 参数测量。下表是 TDR 可以完成的测试。

单端测试 测量传输线的特征阻抗 测量传输显得时域延迟 精确测量传输线上的信号速度 建立器件的非连续模型 建立器件的宽带宽模型 差分测试 差模阻抗 奇模阻抗 共模阻抗 偶模阻抗 应用中的常见问题 用于测量的阶越信号的形状对 TDR/TDT 测量的准确性非常重要。时域反射计测量是测量 DUT 对激励的阶 越信号的响应，DUT 阻抗不连续性反映为反射信号的变化。因此，如果激励的阶越信号存在过冲或不平坦性等异常，则会直接导致 DUT 阻抗测试的幅度误差。所以，要提高 TDR 测试的精度，首先需要保证激励信号的保真度，既尽力减小激励信号的过冲和不平坦性。

另一方面，作为 TDR 系统测试接收机的示波器本底噪声也是直接影响 TDR 测试幅度误差的重要原因。由于本底噪声随机叠加在激励阶越信号和 DUT 反射信号之上，因此，无法通过校准进行克服，故此，提高 TDR 阻抗测试的另一个重要因素是巨大可能降低接收机（示波器）的本底噪声。

2.上升沿时间问题

实际上，任何测试系统都只能具有有限的测量带宽（频域上），即等效于低通滤波器。与之相应， 系统在时域上具有有限的上升时间或响应速度。如果 TDR 测试系统的响应过慢，则 DUT 的阻抗不连续特性可能 被掩盖，甚至是无法分辨。如上图所示，同一器件在不同上升时 间（由上至下，上升时间分别为100ps, 35ps 和 20ps）情况下进行测试，其阻抗不连续点的测量有 很大的差异。除了幅度上的差异外，最主要的是时间轴上的分辨 率随上升沿的加快而得到提高。TDR 测试系统的整体上升时间由下式决定：

其中，Trstep 是阶越信号的上升时间，Trscope 是示波器带宽对应的上升时间。

图 5. 上升时间对 TDR 测试的影响

通常阶越信号经过两个相邻的阻抗不连续点之间的时间大于TDR测试系统的上升时间（Trsystem）的二分之一，则这两个阻抗不连续点是可以被此TDR系统分辨的。因此，不可否认，激励阶越信号的上升沿快慢对于 TDR 的时间分辨率测量非常关键。确切来说，用于测量 的示波器带宽及积激励阶越信号的上升沿快慢决定了 TDR 阻抗不连续性点的最小分辨率。那么是否可以这样认为，TDR 激励阶越信号源上升沿越快，则该 TDR 越好呢？实际上，这种认识是片面 的。

1）首先，实际的测试系统还要包含测试夹具（电缆，转接器，连接器及探针等），由于测试夹具的性能，

可能会大大略化 TDR 实际测试系统的上升时间，参考下式：

也就是说，如果测试夹具无法满足更快的上升时间，则选择上升沿再快的 TDR 也是没有意义的。

2）选择多快的上升沿的 TDR 主要取决于 DUT 的工作速率（或频率范围）。对于大多 TDR 说应用来说， DUT 的工作速率 <10G，因此没有必要单纯追求快的上升沿。按照 TDR 分辨能力，35ps 的上升时间（包 括阶越信号和示波器）的 TDR 系统在空气为介质的系统中（介电常数为 1），最小可分辨 5mm 的物理间 隔；对于典型的 PCB 材料（介电常数约等于 4），35ps 的 TDR 系统最小可分辨 2.5mm 的物理间隔 (对于 信号场在空气和 PCB 材料之间的情况下，这个值可能更大一点；而对于过孔，封装引线，Socket 连接器， 该值可能更小)。应该来说，>95%以上的 TDR 应用，35ps 上升时间的 TDR 系统是足够的。而且，对于本身工作速率不高的系统，过快的上升沿会产生额外的过冲和多次反射，不但不会提高测试精度，反而会引入不必要的误差。更重要的是，TDR 的分辨率不仅仅取决于上升沿时间，综合信号脉冲保真度和 TDR 校准技术对于 TDR 的 分辨率也有相当大的影响。所以，用户在选择 TDR 测试模块时，不能单纯追求更快的上升沿时间，必须综 合考虑系统的各个方面，才能达到完成更高质量的测量。

3.真假差分问题

大多说高速应用中都采用差分信号，其原因在于：

1) 差分信号自己控制‘基准’电压，所以能够很容易地识别 小信号。在一个以‘Ground’做基准的单端信号系统里， 测量信号的精确值依赖系统内‘Ground’的一致性。信号 源和信号接收器距离越远，其局部‘Ground’的电压值之 间有差异的可能性就越大。从差分信号恢复的信号值在很 大程度上与‘Ground’的精确值无关，而在某一范围内。

2) 差分信号对外部电磁干扰（EMI）是高度免疫的。一个干扰源几乎相同程度地影响差分信号对的每一 端。既然电压差异决定信号值，这样将忽视在两个导体上出现的任何同样干扰。除了对干扰不大灵敏外，差分信号比单端信号生成的 EMI 还要少。

3) 差分信号在一个单电源系统,能够从容精确地处理‘双极’信号。为了处理单端,单电源系统的双极信 号,我们必须在地和电源干线之间某任意电压处（通常是中点）建立一个虚地。用高于虚地的电压来表 示正极信号,低于虚地的电压来表示负极信号。接下来，必须把虚地正确地分布到整个系统里。而对于 差分信号，不需要这样一个虚地，这就使我们处理和传播双极信号有一个高保真度，而无须依赖虚地 的稳定性。

由于差分信号的广泛应用，TDR 系统也应具有差分信号测试能力。TDR 差分测试中，有两种方法：

1） “真”差分激励：采用同时输出正向(V+)和反向(V-)的激励阶越信号进行“真”差分测试。

2） “假”差分激励：仅采用正向（V+）脉冲激励，通过数学计算建立差分模型实现差分测试。 连种方法孰优孰略呢？按照思维定势，很多人认为由于 DUT 工作在“真” 差分信号激励下，所以 TDR 为

得到准确的差分阻抗理应也在此种激励条件下测试才对。这种观念正确吗？

事实上，上述论点成立的前提是能够产生理想的“真”差分激励信号。而这一点，在现实的差分系统的对线结构中，很难保证两个吉祥相反的正脉冲内的电磁场完全一致，而在这种激励情况下，如何获得正确的差分阻抗呢？

图 6 理想的差分系统（左）与非理想差分系统（右）电磁场分布

而采用“假”差分激励，由于采用相同的正脉冲，通过叠加运算建立差分模型，就可以完全克服，并获得理想状况下差分激励相同的测试结果。该理论在传统的矢量网络分析仪(VNA)测试中已经得到广泛的应用及认可，其理论依据参考 “Fields and Waves in Communications Electronics” by Ramo, Whinnery, and Van Duzer, (1965, John Wiley and Sons)，该文献中对此有如下描述：

“It is frequently possible to divide a given field problem into two or more simpler problems, the solution of which can be combined to obtain the desired answer. The validity of this procedure is based on the linearity of the Laplace and Poisson equations. That is

?2(Φ1 + Φ2 ) = ?2Φ1 + ?2Φ2

?2(kΦ1 ) = k?2Φ1

The utility of the superposition concept depends on finding the simpler problems with boundary conditions which add to give the original boundary conditions”.

当然，需要指出，叠加理论仅适用于线性无源电路分析。由于 TDR 也只能对无源器件测试有效，即便是有 源器件也必须配置成线性无源状态才能进行测试。因此“假”差分激励测试理论是完全适合 TDR 测试，而 且是最佳的获得差分 TDR 测试精度的技术。对此，需要强调两点：

· “假”差分激励：能够保证完美对称的激励信号沿

· “真”差分激励：由于不对称的激励信号，会导致模式转换和潜在的关键测试误差

“真差分测试是最佳的”这种说法（至少对于无源器件测试来说）本身是一 种荒诞的说法，它只会引导我们远离 最准确地进行测量。

图 7 是“真”/“假”差分激励 TDR 系统的激励信号的纹波，不难看出， “假”差分激励情况下，差分信号的 纹波很小（<<3mV），而“真”差分 激励情况下，差分信号本身的纹波已 经高达 9mV。

图7 “真”/“假”差分激励TDR 系统的激励信号的纹波 左图“假”差分激励 右图“真”差分激励

4.TDR 校准问题

应该说 TDR 的测试并不像矢量网络分析仪(VNA)测试那样，测试结果的精确性完全依赖于非常严格的校准。但是为了获得更高的测试精度， 使得时域测试（TDR）和频域测试（VNA）得到完美的统一，以及最大化的发挥 TDR 测试能力，进行 TDR校准是必要的也是可行的。

通过进行 TDR 校准，我们可以得到哪些好处呢？

· TDR 校准后可以通过运算修正调节激励信号上升沿

=>上升时间可以和现实工作状态相同

· TDR 校准可以帮助去除有下列因素差生的误差

=>测试电缆和连接器

=>非理想的示波器频响

=>非理想的阶越信号激励源（畸变）

· TDR 校准可以帮助典型测试条件下（即通常测试平面并不在测试仪表端面的情况下）获得更佳的 阻抗测试精度，特别是当需要观察相邻非常近的阻抗不连续点时，需要进行校准。

=> TDR 校准可以提高 TDR 2-点分辨率

· TDR 校准对使用探针进行测试也适用，可以通过校准基片，将校准平面延伸到探针针尖。

图 8 通过测试夹具连接 DUT 的 TDR 测试 （左）不进行 TDR 校准 （右）进行 TDR 校准

由上图所示，进行 TDR 校准不仅能够克服夹具引入的误差，而且可以提高 TDR 测试的分辨率。

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