50MHz-250W射频功率放大器的设计

实例介绍设计与制作功放(二) 出处：何庆华 发布日期：2007-8-2 浏览次数：2249 在上篇的文中,我用实例的方法基本地讲述了功放的一些参数计算与设定,其实这也可应用于音响系统中使用晶体管放大的电路中. 由于觉得使用实例会让初入门的朋友会有更深刻的认识,所以此篇也将用实例去介绍功放中各级的匹配传输.但要我一个可典型说明的例子让我想了不少时间,最终决定选用了之前制作的全无环路反馈的功放电路.由于没有使用级间的环路反馈,以致级间的匹配以及各级的电路但总显得十分重要. 见图,在后级的放大线路,是没有环路反馈的这将会电路的指标有所劣化.因电路工作于开环状态,这需要选用性能较好的电路组态,以取得更好的实际音质.而没有使用环路负反馈,好处是大家所熟知的.如避免了各类的互相失真,既然无环路反馈有如此.全音质更纯真透明.正如胆友所追求的效果.但有点却要说明,胆与石,都是为了满是个人的喜好.而在进口的众多名器中,可以有很多是超过十万的晶体管后级.甚至有几十万过百万的钽却先见有超过十万的胆机!而在低挡商品机中,如万元下的进口器材,胆机却是可以优于石机,但中高挡机中.石机不再受制于成本,全电路性能大幅提高.同价位的胆石机间胆机已处于劣势,这从实际试听及一些前辈的言论中也得到证实.而在DIY中由于没有过多的广告费用,可令成本都能集中到机内,如电路合理工艺精良,性价比大优于商品机. 再说回电路,之所以使用无反馈电路就是想用晶体管去取得胆机那中清晰温暖的声音,在这里，使用共射共基电路是必然的，共射共基电路又叫渥尔曼电路，前管共射配合后管的共基放大，让两管中间严重失配，却大降低了前管的密勒电容效应，使前管的频响大改善，而后管是共基电路，天生是频响的高手。在放大能力上，基射共基电路与一般的单管共射电路是没有分别的，但频响却在高频上独领风骚，故而在许多的进口名器上不乏其影，用于本机却可大大改善了开环响应与高频线性。

电路的参数计算在上篇已介绍过，这里就不再罗索

了，第一级的工作电流是5mA，增益是2K2与470欧的比值，增益约为15dB，注意的是两个33欧的电阻是配合了K170/J74的参数，如要换用其他的管子可能需要更改这两个电阻的数值。第二级的工作电流约为13mA，增益约为18dB，忽略了输出级的轻微损耗，整机增益在33dB左右，可以直驳CD机了。

第一级电路与第二级电路在匹配上是没有问题的，但第二级与输出级却由于无反馈而有一定的要求了。若在此输出级使用一般常见的两级射极跟随器，输入阻抗一般只能达到15K欧，由于音箱的阻抗在全频段的不平均，将令第二级电压放大电路的负载（为输出级的输入阻抗）变得不平均稳定。这将导致此级在全频带的放大量不一致，而本机又没有使用环路负反馈来纠正增益。

要解决这一问题有两种方法，一个是输出级用场效应管作推动，使输入阻抗阻抗在理论上达百万M欧，，在实际的应用中可在50K欧，但使用场效应管往往需要有120mA如此大的静态电流，否则音色显得干硬，而如此大的功耗而使功放级的偏置难于补偿。另一种方法是使用近年来许多进口高档机采用的三级双极型三极管组成的输出级电

路，本机就采用这种电路，使实际的输入阻抗在50K以上，且不易受音箱负载的影响，但50K的负载对于第二级放大电路来说是太高的，为免增益太高，在第二级放大电路的集电极上各并上了一个10K的电阻，从而令本级达到了预期的增益，且使本级负载的更为稳定，频响更平坦。

输出管使用三对5200/1943并联，以降低输出阻抗，由于无负反馈，这级往往需要较大的静态电流来克服失真与改善音色。另外，直流化电路也是国外高档功放的基本电路形式，本机也不例外，使用直流放大电路可以杜绝耦合电容的音染，获得更好的音色效果，至此后级功放的电路已告完成。

在此有必要提及一下的是音量电位器与后级电路的匹配.在沙的国内DIY的朋友中,多有喜欢在后级的输入端加个音量电位器控制音量就算了,就算是有前级放大的,电位器多是放于前后级之间,这样做本是没有问题的,但如今的电路多数会在后级的输入端加有低通滤波网络,这时就会产生问题了。

电位器的输出阻抗相对较大，而后级的输入低通滤波的截止频率大多是忽略前面的输出阻抗而计算的，而音量电位器的输出阻抗是无法估计的，因其在不同的刻度位置时会有不同的输出阻抗，这样一来，所设计的理想截止频率却变得不理想，截止频率下移了，限制了高频的延伸，为此我在电位器与后级间加入了一级的缓冲电器，以将电位器与后级的直接关联切断，在实际的听感中，会觉得有此电路后高频的延伸力增强，分析力提高，声音却更顺耳，当然这也会与增加了一级的电路有关。而事实上这个缓冲电路也可以说是一个前级。

后级的电压放大级单独用上一组并联稳压电源，本机的缓冲级与音调电路使用另一组关联稳压，音调的切换使用一个OMRON的高品质继电器，以求减低故障率。 制作本机时是采用模块式的结构，在一块集合了全部保护功能和电源电路的双面板上加上一块双面镀金孔化板，在此板上集中安装了后级的电压放大及输出电路的第一级，这样的做法在许多进口的名机中也有不少是这样做的，可以有效地减低噪音干扰，如马兰士的新型HDAM模块，对于我来说更可降低成本。 元件的选用当然要精良，在这机中我大量使用了日本的光音发烧电阻，电容是ELNA的SILMIC，FORAUDIO或是松下的金字FORAUDIO。

整机装本完成后，循例进行一番测试，在断开后级输入端的低通滤波器测其频响，高端达85KHz，音量电位器旋到最小，断开音调电路，信噪比为102dB，这个信噪比已可以用耳朵贴住喇叭基本而听不到噪音了，输出功率在8欧时有110W，4欧时有180W。

通电一整天后，正式坐下来试音了，音色显得华丽，久听也不会闷，也不会觉得烦，动态与响应都不错，有一种与有环路反馈电路不同的声音，是一种相当轻快的声音，让人总有清新的感觉。

整体上体现了几分金嗓子的味道，于是心想找台金嗓子的机去比比。 在通电100小时后，将末级功率管的静态电流调到每声道300mA，在之前我一直用100mA的电流的，实际试过只要有十几二十mA也不会有交越失真，这可能是整机管子的高速化的原因。 向一位发烧友借来一台金嗓子的E305这台旧款机作对比，在很多人看来，两机相距近十倍的价位，应是不可能作对比的，但可能让这些人失望了，两机的音色是相近的，而中高频竟还要比E-350还来得通透。其实这也是正常的，就元件来说，本机是比E305要高级的，三极管的配对也做得相当好，可以说，若论元件成本的话本机要比E-305高，当然成本高不一定就是好音质,还要看电路的合理设计与工艺,给你算算，若你买一台E-305，以12000元说，经销商各代理商赚了你2000，余下的是10000关税又去一笔，香港的代理又去一笔，卖广告又去一笔，余下的可能只有三四千了，而这三四千在日本这发达国家来说，只是一台低价的机型了。 我的看法，音响的档次，应以分析力与整体音域的平衡性去区别，音色是见人见智的，正如你喜欢马兰士的声音，人家用台金嗓子的E-405跟你换台PM80你是不愿意的，但你不能不承认，在E405中你会听多了许多的细节，一如其身价，E405要多花一大把的钱才可得到。 采用射频功率MOSFET设计功率放大器电路原理与分析

发布: 2009-11-11 10:07 | 作者: pcb_dz | 来源: 网络 | 查看: 94次

摘要： 本文介绍了采用射频功率MOSFET设计50MHz/250W功率放大器的设计过程。

叙词：功率放大器 射频

Abstract： The design procedure of 50MHz/250W power amplifier with RF power MOSFET is introduced in this paper.

Keyword：power amplifier radio frequency

1. 引言

本文设计的50MHz/250W 功率放大器采用美国APT公司生产的推挽式射频功率MOSFET管ARF448A/B进行设计。APT公司在其生产的射频功率MOSFET的内部结构和封装形式上都进行了优化设计，使之更适用于射频功率放大器。下面介绍该型号功率放大器的电路结构和设计步骤。

2．50MHz/250W射频功率放大器的设计

高压射频功率放大器的设计与传统低压固态射频功率放大器的设计过程有着显著的不同，以下50MHz/250W功率放大器的设计过程将有助于工程技术人员更好的掌握高压射频功率放大器的设计方法。

2.1射频功率MOSFET管ARF448A/B的特点

ARF448A和ARF448B是配对使用的射频功率MOSFET，反向耐压450V，采用TO-247封装，适用于输入电压范围为75V－150V的单频C类功率放大器，其工作频率可设置为13.56MHz、27.12MHz和40.68 MHz。ARF448A/B的高频增益特性如图1所示。从图中可以看出，当频率达到50MHz时，ARF448的增益约为17dB。

2.2 设计指标

50MHz/250W功率放大器的设计指标如下：

（1）工作电压：>100V；（2）工作频率：50MHz；

（3）增 益：>15dB；（4）输出功率：250W；

（5）效 率：>70%；（6）驻波比：>20:1；

2.3 设计过程

功率放大器的输入阻抗可以用一个Q值很高的电容来表示。输入电容的取值可以参照相应的设计表格，从中可以查出对应不同漏极电压时的电容取值。当ARF448的漏极电压为125V时，对应的输入电容值为1400pF。输入阻抗取决于输入功率、漏极电压以及功率放大器的应用等级。单个功率放大器开关管负载阻抗的基本计算公式如式（1）所示。

注意，利用公式（1）可以准确的计算出A类、AB类和B类射频功率放大器的并联负载阻抗，但并不完全适用于C类应用。对于C类射频功率放大器，应当采用式（2）：

可以算出，当Vdd为150V时，Rp的取值相当于Vdd为50V时的9倍，这对输出负载匹配非常有利。但是，需要注意的是，此时功率MOSFET输出电容的取值并没有发生明显的变化。由于高压状态下的并联输出阻抗显著增大，输出容抗也将显著增大。换句话说，此时输出容抗将起主要作用。因此，在设计过程中，应当采取相应的措施克服输出容抗的作用。

推挽工作过程需要一个平衡电路，每个开关管的漏极均与一个双股扼流电感相连，采用这样的结构有利于磁通的平衡。

综合考虑最大输出功率和最坏工作条件，Vdd应取为125V。这样，每个开关管将提供125W的输出功率，与1400pF的输出电容Cos并联的漏极阻抗为90欧姆。可以采用增加分流器或串联电感的方法对输出电容进行补偿。由于已经在开关管的漏极上采用了双股扼流电感，因此输出电容补偿措施可以考虑采用串联补偿电感。

为了使漏极阻抗呈纯阻性，应当在开关管的漏极上串联电感。Rp可以通过公式（2）计算得到，而Cos是Vdd的反函数。计算出Rp和Xcos之后，选取适当地串联电感，可以实现共扼匹配，如图2所示。其中，Cop与并联输出阻抗Cos有关。

通过公式（2）可以计算出Rp等于90欧姆，输出电容为125pF。在50MHz频率下，电抗Xcos为－j25.4欧姆。由此可以算出Rs为6.6欧姆，而所需的最优取值为6.25欧姆。这就需要将漏极电压稍稍调低或者将输出功率

稍稍调高即可获得所需的最优取值。但是，在实际工作过程中，如果不能通过调整漏极电压或输出功率的方法获得所需的串联等效阻抗值，可以考

虑在开关管上并联一个电容以增大Cos的取值，这样Ls的取值也将相应的变化。增大Ls使Xcos过补偿可以增大有效Rs值。如果在负载端增加一个分流电容，可以增大有效Rs值。图3中的电容C8就是这个分流电容。这样，电感、分流电容和输出电容就构成了一个π形网络。

尽管功率放大器的DC非常高，但是由于工作频率高达50MHz，MOSFET的输入电容将使其输入阻抗呈现射频短路状态。虽然可以通过增加匹配网络来实现阻抗匹配，但是匹配网络的Q值将很高，其成本也将大大提高。最适宜的方法是采用一个简单的电感网络来控制变换过程。 输入阻抗在功率放大器工作过程中并不是固定不变的，由于密勒电容效应的作用，输入阻抗的变化范围将相当大。

图3是50MHz/250W功率放大器的电路原理图。门极匹配通过变压器和调谐网络实现。变压器可以提供推挽结构所需的平衡输入。推挽结构可以使单个MOSFET的有效输入阻抗增大约四分之一。注意，变压器次级不能悬空，应通过接地电阻接地。输出电路采用前面提到的串联补偿方法，大电感用于获得满意的输出电阻匹配效果，电容C8是输出电感网络的分流电容。T2是双股环形分流扼流电感，该电感位于L2/L3补偿扼流电感的低阻抗端，射频电压对它的影响很小，因此不会饱和。输出耦合电容需要承担射频电流，因此需要采用表面积较大的型号。

图4为实际电路布局图，该电路采用双面覆铜板，直接固定在散热器上。线路板背面均为表面贴元件。而开关管则通过板上的矩形孔直接固定在散

热器的底面。

图5和图6所示分别为C类功率放大器在50MHz频率条件下，增益和效率与输出功率之间的关系图。从图中可知，输出功率为150W时的增益最大，高出设计值约4dB，这主要是因为C类功率放大器工作过程中需要进行压缩，因此实际工作时还是能够满足设计要求的。而最大效率则出现在输入和输出之间实现共扼匹配的时候。

在对实际电路进行检验时，将Vdd以5V步长由110V增大到135V，实验结果清楚地显示增益和效率的最佳值出现在125V时。对电路重调后，将电压范围扩大到100V－150V，也能获得满意的效果，但是此时将可能出现峰值效率的情况。如果进一步扩大电压范围，L2和L3的值就需要作相应的改动。

负载冗余测试是在25:1的驻波比条件下进行的。用一根同轴电缆作衰减器，通过调谐电路改变反射系数的相位，结果并未发生不稳定的现象。 3. 结论

前面介绍了50MHz/250W射频功率放大器的设计方法，该方法可以推广到其他高压射频功率放大器的设计过程中。利用APT公司的专用射频功率MOSFET将极大的简化射频功率放大器的设计过程。

本文来源：https://www.bwwdw.com/article/t65o.html