开关电源设计(1)word资料8页

开关电源设计报告

一、系统原理与理论分析计算

本文以UC3842为核心控制部件，设计一款DC36V~60V输入，DC6.5V/4A 输出的单端反激式开关稳压电源。开关电源控制电路是一个电压、电流双闭环控制系统。变换器的幅频特性由双极点变成单极点，因此，增益带宽乘积得到了提高，稳定幅度大，具有良好的频率响应特性。其电路原理图如图1所示。

1、简要介绍其工作原理：

本电路有三部分组成：主电路，控制电路和保护电路。其中主电路采用的是单端反激式电路，它是升降压变换器的推演并加隔离变压器而得。此电路的优点是：电路简单，能高效提供直流输出，且它是所有电路拓扑中输入电压范围最宽的。这对于输入环境恶劣发热负载时比较好的。它的缺点是：输出纹波较大，但这可以通过在输出端增加一级LC滤波器来减小纹波。这种电路通常适合应用在输出功率在250W以下，电压和负载的调整率在5%~8%左右的电路中。反激式电路也有电流连续和电流断续两种工作模式，但值得注意的是反激式电路工作于电流连续模式下会显著降低磁芯的利用率，所以本文设计电路工作在电流断续模式下。

控制电路是开关电源的核心部分，控制的好坏直接影响电路的整体性能，在这个电路中采用的是以UC3842为核心的峰值电流型双闭环控制模式。即在输出电压闭环的控制系统中增加直接或间接的电流反馈控制。电流模式控制可以使系统的稳定性增强，稳定域扩大，改善系统的动态性能，消除了输出电压中由输入电压引入的低频纹波。

保护电路是开关电源中必不可少的补充，在这个电路中引入了输入过流保护、输出过流保护、输出过压保护、过热保护等。其中输入过流保护是通过在原边引入取样电阻R14，接到UC3842的3脚，当R14上的电压超过1V，会关断PWM的输出从而起到保护作用，输出过压保护是通过输出电压分压后送到误差放大器的反相端，和电压基准比较从而来控制R9的电压，来控制UC3842的输出占空比，达到输出电压稳压的作用。C6用来滤除芯片反馈网络调节误差比较器的输出端（1脚）的高频迭加信号。R5为开关管的驱动电阻，一般在10～100Ω取值，本电路取22Ω。R5越大，开关管导通越慢,开关管上的损耗也越大。 R4取10kΩ左右，主要是防止MOS管栅极悬空。C10、R10起对三端稳压管TL431 内部放大器进行相位补偿的作用。C7、R13是UC3842误差放大器的补偿网络。

当系统输入电压时，电路先由启动电阻R2（43kΩ）提供启动电流后，由自馈线圈、二极管FR107、C2构成辅助电源, ,使UC3842的7脚电压达到16V时，使UC3842 启动并有输出, 使MOS 开关管导通, 能量存贮在变压器T 1中.此时,由

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第 2 页 于二次侧各路整流二极管反向偏置,故能量不能传到T 1 的二次侧, T 1 的一次侧电流通过电阻R14 检测并与UC3842 内部提供的1V 基准电压进行比较, 当达到这一电平时,开关管关断, 所有变压器的绕组极性反向, 输出整流二极管正向偏置, 存贮在T 1 中的能量传输到输出电容器中。启动结束后, 反馈线圈的电压整流后经取样电阻分压回送到误差放大器的反向端(脚2) 和UC3842 内部的2.5V 基准电压作比较来调整驱动脉冲宽度, 从而改变输出电压以实现对输出的控制。这样, 能量周而复始地存贮释放, 给输出端提供电压。

2、电路主要参数的设计

1）、反激变压器设计

变压器的设计计算是整个电源设计的关键，它的设计好坏直接影响电源性能。 已知要求

输入电压：Vmin=36VDC Vmax=60VDC

输出电压：V o=6.5V

输出电流：Io=4A

（1）工作频率和最大占空比确定

选定开关频率f=100kHz ，则周期10T us =。因为宽输人范围，采用电流断续模式。在宽电压输人时当输入电压为最小时取最大占空比max 0.42D =,复位占空比0.45r D =，保证整个输入电压范围下()1r D D +<。

（2）计算变比：

变比可由下式计算得到：

式中T η为变压器效率，'i U 和'o U 为变压器初级电压和次级电压；一般变压器效率T η=0.95~0.98，包含导线铜损耗、磁芯损耗以及漏感引起的籍位损耗，这里取T η=0.95。

'min min i i s U U U =-，s U 为输人电路所有压降，这里取1V; '2o o U U U =+, 2U 输出

电路中所有压降，包括整流器压降、电流取样电阻压降和线路压降等，这里取1V 。于是有：

（3）次级电感量2L 和初级电感量1L

()

2'2'2o r o U D L fP =，式中'o P 为变压器输出功率。代入数据得：

根据变比得到初级电感量1L 为

第 3 页 （4）初级峰值电流 平均电流111 4.0720.420.855222p on

p I T I D

I A T ?==== 2p on I T Ipav T

= （5）选择磁芯材料和尺寸

选择Magnetics 公司P 材料，100℃饱和磁感应1000.39s C B T =，查磁芯手册

可知

频率为100k 时损耗(mw/cm 3)与频率、磁感应关系为：

式中：f 为频率（kHz ）,B 为磁感应强度（kGs ），如果3100/P mw cm =，100f kHz =，则解得0.109B T =

应用经验公式，则

（6）磁芯选择

根据p A 40.11cm =，选择EI-28,其p A 40.60cm =

（7）计算匝数

次级峰值电流2p I 为：

次级匝数：

22222max 1.917.81010 2.5820.1090.6

p

e L I N B A --?=?=?=???，取3匝，则有： 1 4.36313.08N =?=，取13匝。初级匝数取整对变比影响很小，占空比、初级电流等不必重算。

辅助绕组的匝数根据UC3842的工作电压在10—16V ，通过电压与匝比的关系，可以确定副边绕组的匝数约为7匝。

（8）气隙长度计算

式中 g l ———气隙长度mm ； 0u ———7410-∏? ； p N ———原边匝数； p L ———原边电感mH ; e A ———磁芯面积2mm 。代入数据得：

（9）计算导线尺寸和线圈结构

次级电流有效值2I 为：

选取电流密度5A/2mm ,导线面积2A 为

初级电流总有效值1I 为

第 4 页 初级导线截面积1A 为

30.210γ-=?m

270.314104wireA π

γ-=?=?m 2

661.520.30410510

prms

wp c I A J -===?? m 2 取10np S =

62 1.37810rms ws c

I A J -==? m 2 取44ns S =

（10）变压器绕组的绕制结构

因为变压器绕制结构的好坏，会直接影响电源输出的纹波的大小，因而在本电路采用三明治绕法：首先将一次侧绕组并绕于第一层上；然后绕二次侧，最后将辅助供电绕组绕于最上层。

（11）实测电感值

绕完变压器后，经测试一次侧的电感实际值为35.8uH ，二次侧的电感值为

1.89uH,漏感为3.6uH 。

2）、开关管的选择

因为开关管的工作频率为100kHz,故选择MOSFET 作为开关管，选择管子的漏极电压应满足：

故 '1(min)(max)2137.56092.53DS o i N U U U V N >+>?+=（忽略漏感引起的尖峰）

取200V 漏极电流D I ：对于反激式变换器，选择开关管的额定平均电流时，大约取最大输入平均电流的1.5倍是比较理想的。

可以选用管子IRF610（200DS U V =， 3.3D I A =）（实际因没买到IFR610的开关管，采用了IRF630（200DS U V =，9D I A =,()0.12DS on R =Ω）代替。

3）、箝位电路的设计

RCD 箝位电路的工作原理是：当开关管导通时，能量存储在Lp 和漏感Llk 中，当开关管关闭时，Lp 中的能量将转移到副边输出,但漏感Llk 中的能量将不

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