单端反激式变换器在两种工作模式下特性的比较

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单端反激式变换器在两种工作模式下特性的比较胡江毅李伟龚春英南京航空航天大学自动化学院 (南京 20 1 ) 106

摘要际章比析 Fbk路作电电连 ( nus n o.M感流续Dcto:对分了 l c工在感流续C to Cr Md C )电电断 (snus y电 a oi u u t C和 n r e e i iu onCr t e C )式的电电应和态应. 下压,流力动响丫 ue MdDM r o. n棋

关词 Fa甲 D键,lc y( bk" C X M1引言

单端反激式变换器广泛应用于中小功率变换场合, 根据其变压器磁通的连续性分成三种工模式,作研究其在各 1:作模式卜的动,静态特性对更好的设计和应用反激变换器有着重要的作用.文中从理论上详细分析了反激变换器在 CM C模式和 D模式卜 C M的动,静态特性,并通过实例设计进行了仿真验证.2反橄式变换器墓本工作原理

Fy c功率变换器就是电隔离的Bc-os功率变换器,其变压器起着电 lb k a ukBot感和变压器的双重作用,两者只有输入输出电压增益不同,如果变压器的匝比 1为 .那么它们的稳态特性完全相同.图 1为 l b c F v a k电路的拓扑结构 .图中变压器原副边匝比为

1 口 1:1 C D t o

1N L:,变原边感, .输直源,关, .句为换器副电 U为入流电开S斩波,为高频 C输出涟波电容,为电阻负载:4为 R,原边电感电流,i为副边电 u感电流;u i为输出电压和电> .,流,参考方向如图所示.

L l ) l R I . c I T,i L} 2图 1 l ak y c变换器的拓扑结构 Fb(〕 1

Fya l c b k电路的 C作模式根据变压器磁通的连续性可分成电流连续模式,电流临界连续模式和电流断续模式二种」作模式 .假定电路无内耗,根据能里守恒定律可得到在每一个开关周期都有:

DM C模式:

DT. U T Z _,, U" I2, L U=

T U D 2 Z2, Ll o

( 2)

:m g模式: y

刀N U .=—· . U 1一 D

( 3)

其,变器关,为关的占 .输流一周期的均 .中T为换开周期 D开管空比 1出电在个内平值原边电感电流峰值为

IP M

U -兀 . D. L,

( 4}

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为使电路 T一 DM作在 C,需保证在 S关断的时间(劝T边电 1, - _内副感电流下降到零,则由〔及变压器原式引

副流,感系人,几P N./ N可工在D时Fyc功变器匝应足边电电关 . 2=石=得作 C l a率换比N满的/ 2 L, M bk关系

N旦 D-< -) o U

( 5J

DU} ;

3反滋式变换器的荃本特性分析 3 . 1电流应力假设 输出相同功率P, _最大占空比)05通过下面公式推导出 D模式下电 ., C M流峰值和有效值与 CM C

模式卜流峰值和有效值的关系.电 DM C模式:

为便析并失比假设D模电在功率方分不可性, C式时路输出为P.电流临连模 M 1: 作于感电界续式,此时原边电感应满足卜式

L二 r r= 'U2 P每个开关周期电感电流峰值为

() 6

I=, .

U,, DT L i e

() 7

将式(及占空比D 0代入式 7 ( 6 )=. 5 (可得 )IJ=一一叫-=一, .竺:

2只 4只

() 8

" U} . ', D U每个开关周期电感电流有效值为

,1 p二 d p霜,得1C M模式: C取原边电 感为变换器工作于电感电流临界连续时感值的k倍,其表达式为岛,=一

( 9)

U . T , ' - D . 'K

〔o) l

2 P

由流过电感的电流与加在其上的电压关系可得电感电流变化量

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; W -,'一二跨不二 D一=由(式可得 4 )l-+ I_=一 . .

(1 I〕

2- 2 _ 1 1N PN 2 (一D) P=一=一

(2 1)

D D- -; U D`U联立式O与式a) D 2可得侮个开关周期电感电流峰值和最小值只(一D) _ P 2k+1 P 1 ( ) _I-=一+—=—一

(3) 1

D'U, U D k - U, - . k P(一D) P _ 1 2k ) (一1 P

I二一一

.·, U - . k,D k, '" U

一

"=,

,一

(4 1)

定义电感电流峰值与最小值之比为

K"}I k 1 p I/,= - k+l则每个开关周期电感电流有效值为1,=1 'I K=+K _ )= _ _,D(+1

(5 1)

一 I M

(6 1) -,- 1- k+ly 6

石

由上述关系式可知 D M与 C M电流关系 C C D M与C M的电 C C流峰值关系为I-= -

k+l, I_,

" 2 " ' k"

(7) 1

D M与 C M的电流有效值关系为 C C

I- -= d - 1

Vk+ 32 12 k

(8 1)

由此可 以发现,在相同的输出功率时,连续比断续_作状态的电感电流峰值及有效值都要小.〔

3变换器 . 2外特性根据式(, 得到在理 ( (可以 2 3 ) )想条件下不同工作模式时,l ak Fy c变换器具有如卜 b的外特性: CM C模式:变换器输出电压与输出电流的大小无关,变换器的外特性类似电压源特性: DM C模式:变换器存在很高的非线性内阻. 3动态特性 . 3图I c功率变换器的拓扑结构.所示 Fyak lb通过对其在 DM C模式与CM C模式 F进行的小信号分析可知: DM C模式:

根表式2,得输出压U,入电二开空之的 . (示可以到电 o输压U和关占比D间关系据达 )所

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华东地 F第:电汪拢术研讨金论丈 -石 M, ', U, 1 _ a+ D( ) U () 夜 1 SR S,=-— l U二( ) S 1+ SCR 2+/ C 2

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〔9) 1

其 ( . ( . )别输电 , ) U, ) DS分为出压U,入压U,关占中U S S (输电开空比D ale

换 K的L a变, pc与 M的表达式如下所示:

K2=L,

10) 2

R 不(1 2)

M二, _ U=旦U D

式, U为入电对于关期平值 .为态体截止 '管通时与期中L .输压开周的均,稳时晶管,极导的间周 .的比值.

当以 的占开关S空比D作为控制煲时,辘出电 U与占压 .空比D的传递函数为:

} S G( ) L( S=一 )CM模式: C

U} 1, DS扩+C/ ()万1 SR 2

(2) 2

利用状态空间平均法可求得输出电压,输入电压与占空比 D之间的关系如下 :

US凡+3A3L)+J一 LL,,) 2 A3(/!)+,一A,- ( (,一气/ R, 3 (L, S 2 (_ .S,+J L, ( ) (下十 1七毕冥典典片D) 3 ) 1 K)式中参数定义如卜:

K== 1一 D,一 D M

(43 2

凡=

U o D}一 ) ( D 1留

(5) 2

凡

1

( DZ 1 )一以占空比 0为控制址时,输出电压和占空比的传递函数 1 K,/ ) 一S (, L R ) G S=U (二人, () as—一+ K (/ ) SKC, ,+ ',L 1S, R L DS ()

(6 2)

通过上面的分可以很方便地得到 Fyak 析, l c功率变换器 C b作在固定开关频率,感电流电连续模式 F

(7) 2

根据 Fyak c功率变换器在Dy C模 F递>可得到变换器开 l b C和C式的传 A M数,环传递A数的零极点分布:DM模式无零点,在左半平面仅有一个实数极点:而 C:模式在右 '平面有一个零点,在左 '平面有两个 C C N} '}气

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华东地巨弟:居电活波术研讨金论文对称极点 .

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对 Fyak 功率变换器的两种 I l c b:作模式的模型进行比较. C .作模式属于一阶系 DMF统,串联补偿网络只需要一阶阻容网络,系统的稳定范围大 .但 KU属于非最小相角系统,选取合适的比例一 C积分一分补偿微网络应该也能使电路在 CM式下正常工作 . C模

4实例设计与仿真41 .实例设计表 1辅助电源技术要求

输入电压4V C D 8/

输出电压1V C D 5/

输功开频出率}关率30 W l 00k Hz

最大 .空比 i0. 5

Fyak功率变换器实现的 l c b辅助电源技术要求如表 1所示.根据以上分析可以设计得到两种_作模式下变换器的参数如表 2 r _所示.表2变换器在两种工作模式下 的各项参数L,DC M N

'P 1 L I Lm la r2.A 5 1. A 02

G S) (

9E 6咐

5 15 x0

03 1

S+ . x0 26 15 7 ., _ 6 1 5 S . x一 5 1 0S'+6 66 S+4.4x" 3 6 .7 1 0

cc M

28 8川I

0. 31

167 . A

0.0A 9

斗x1 ' U x

其中G ) (为开环传递函数, S负载电阻为 75输出 .Q,滤波电容为 20 . 0P F由表 2以看出:可

DM模 C式:一阶系统,只需比例调节器就可稳定,加上积分环节就可以消除系统的调节误差:因而采用一阶比例积分就可满足系统的稳态和动态指标.

CM C模式:由图3所示开环幅

相曲线可以看出,在截止频率处其相角小卜 1度, 8 0系统的相角裕度和幅值裕度都为负值, 属不稳定系统,因而采用图2所示的比积分一例一微分补偿网络提高变换器的相角裕度和幅值裕度.图所示为加入补偿网络后系统的开环r相曲 4 p m线图从图中可得到系统的相角,裕度Y 5* = 3,幅值裕度为h 1d,该值满足系统相角裕度y 5,幅值裕度 h6B=7B r40<d的稳定条衬补偿网络参数: RI二 1 n, 0k R,= 5 Q 0k C,二 I OnF,,二 5 F C n

图2比积分一例一微分补偿网络

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1衬

图3模式开环幅相曲 CM C线

图4加入补偿网络后的开环幅相曲线

42 .仿真结果根 据上面的参数利用 Sbr ae电路仿真软件分析工作在两种工作模式下的Fyak特性, l c电路 b假设变压器为理想藕合,绕组电阻为零 .

421 ..电流峰值和有效值图5 为电路额定输出时, C和 CM DM C下的功率管电流的仿真波形.较图 5比中的电流波形可以得到如下结论: 1在输出 ,相同功率下, lbc功率变换器工作于DM流过功率管的电 - yak F C,流峰值大于CM C的功率管电流峨值,这说明DM C时功率管的电流应力大;根据电路中测得的数据,DM流峰值与CM C的电 C的电流峰值之比为 1 1A 257=.6 . 1 .9A06,与公式a求得的关 7/ 7 )系相符. 2在愉出 ,相同功率下, lbc功率 Fyak变换器工作于D,过功率管的电流有效值大于 CM C流 M C的功率管电流有效值,这说明DM C时功率管导通损耗大于CM C,计算可以验 D证 C M的电流有效值与CM C的电流有效值之比与公式a求得的关系同样相符. ) 8

3在翰出相同 ,功率下,每个开关周期 DM流变化量大于 CM C的电 C的电流变化且,因而与电流变化星相关的磁芯损耗也是DM C大于 C U. 422 .动态响应 .图6 C 和 CM为DM C模式下,从空载切换到额定阻性负载时输出电压的变化曲线.图中最上面的曲线为电路工作在 DM C.采用比例一积分补偿网络的输出电压变化曲线,输出从空载切换到额定阻性负载的过渡过程为 30s 5 .图 6中间的曲 u线为电路工作在 CM采用比 C,例一积分补偿网络的输出电压变化曲线,当输出从空级切换到额定阻性负载后,输出电压在 1 m . 5s仍处于振荡过程,因而采用比例一积分补偿网络的 Fyak变换器工作在 CM模式下为不稳定的系统.图 6 l c功率 b C最下面的曲线为电路工作在 CM采用比例 C,一积分一徽分补偿网络的输出电压变化曲线,当输出从空载切换到额定阻性负载后,输出电压在 40s 0u已达毯态,

这说明Fyak lbc功率变换器工作在 C模式下, C M补偿网络采用比例一积分一微分环节,合适地选取控制参数,系统具有较好的动态响应

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图5和 CM DM C的电流峰值和有效值对比 C

图 6 M和 CM的动态响应对比 D C C

参考文献:

[ 丁宏,电电技》航工出社 1 9 0道《力子术,空业版,9 9[ 撰 2 l宜三,龚绍文,高预功率电子学,科学出版社.1"年 9[ 李伟,单级离频链逆变技术研究》 3]《,南京航空航天大学博士学位论文,20 01[ 胡 4 1寿松,自《动控制原理》(第三版),国防工业出版社,19. 94作者简介:胡江毅 (96) 17-,女,江苏省郑洲市,硕士研究生,研究方向:电力电子技术

本文来源：https://www.bwwdw.com/article/rrr4.html