直流稳压电源设计论文

电子竞赛论文

题目：升压直流开关稳压电源

学院： 空军工程大学航空航天工程学院 学生姓名： 朱振国 张艳冬 张园强 指导教师：王家祥 完成时间：2014.6.7

一、 设 计 指 标

1、 基本要求

（1） 输出电压偏差：| UO| | UO6 UOrv| 240mV; （2） 最大输出电流：IOmax 2A;

（3） 输出噪声纹波电压峰—峰：UOPP 180mV （UIN UINrv，UO UOrv，IO IOmax）； （4） IO从满载（IOmax）变到轻载（0.2 IOmax）时，负载稳定度（负载调整率）： ； Si |U轻载/U满载 1| 100% 10%（UIN=UINrv）

（5） UIN变化到5.1V和6.6V，电压稳定度（源电压调整率）:

SV max |UO6.6V UO6V|,|UO6V UO5.1V| /UO6V 100% 2% (RL UO6V/IOmax);

（6） 60%（UIN UINrv，UO UOrv，IO IOmax）； （7） 作品重量：W 0.5kg。

2、发挥部分

（1）增加电源输出电压、电流、功率测量指示功能；

（2）IOmax 2A时，增加过流保护，动作电流IOth 2.2 0.1A； （3）进一步减小输出噪声纹波电压峰—峰值：VOPP 100mV； （4）进一步提高负载稳定度，使Si 6%； （5）进一步提高电压稳定度，使Sv 0.5%; （6）进一步提高效率，使 80%; （7）进一步减少重量，使W 0.3kg; （8）其他;

二、 设 计 过 程

摘 要

本系统以TI公司的升压控制器TPS40210DGQ芯片，选择了Boost升压变换电路实现6V DC-9V DC变换，电路结构简单，转换效率高；选用小导通电阻、高开关速度的CSD18534KCS管为开关管，选用快速恢复二极管整流，减少反向导通时间，降低损耗。

通过实验验证电路实现了设计要求的基本指标，但电路设计还有很多不足，各项设计指标还有待进一步提高。

1、 方案比较，设计与论证

1.1 控制方案比较

方案一：采用简单的Boost电路，进行升压变换。以电压反馈稳定输出。 Boost电路结构简单，由开关管、二极管、电感、电解电容等元件组成，便于进行电路设计，稳压性能优，并且转换效率高。该方法实现简单，但电压调整率及负载调整率难以保证，且纹波较大。原理图如图2所示。

方案二： 采用正激或反激开关电源，该方法电压调节范围较广，但负载调整率难以保证，且电路结构复杂。

方案三： 在BOOST拓扑结构基础上采用TPS40210DGQ芯片控制开关管，容易实现大功率输出的DC/DC升压电路。该方法实施较为容易，且可有效提高电压调整率及负载调整率。

综上所述，考虑到题目中对调整率及效率的要求以及电路的可实现性，决定采用方案三。

2、理论分析

2.1 BOOST电路分析

BOOST升压式电路理论上具有较高的效率，本系统在BOOST升压式电路的基础上采用以下措施来提高效率：

（1）用MOSFET替换三极管作开关器件，利用MOSFET的开关速度高来减少开关损耗。 （2）用绕线电感替代BOOST电路中的储能电感，通过减小漏感减小由漏感而产生的损耗。 （3）BOOST电路中的整流二极管采用肖特基二极管，利用其正向压降小来降低二极管上的损

耗。

（4）电流模式的电流采样过程采用电流互感器，来减小检测电阻上通过的电流，进而降低检

测电阻上的损耗。

2.2 降低纹波的方法

对于开关纹波，理论上和实际上都是一定存在的。通常抑制或减少它的做法有三种： （1）加大电感和输出电容滤波

根据开关电源的公式，电感内电流波动大小和电感值成反比，输出纹波和输出电容值成反比。所以加大电感值和输出电容值可以减小纹波。

同样，输出纹波与输出电容的关系：Vripple=Imax/(Co×f)。可以看出，加大输出电容值可以减小纹波。

同时，开关电源工作时，输入端的电压Vin不变，但是电流是随开关变化的。这时输入电源不会很好地提供电流，通常在靠近电流输入端(以boost型为例)，并联电容来提供电流。

上面这种做法对减小纹波的作用是有限的。因为体积限制，电感不会做的很大；输出电容增加到一定程度，对减小纹波就没有明显的效果了；增加开关频率，又会增加开关损失。所以在要求比较严格时，这种方法并不是很好。 （2）二级滤波，就是再加一级LC滤波器

LC滤波器对噪纹波的抑制作用比较明显，根据要除去的纹波频率选择合适的电感电容构成滤波电路，一般能够很好的减小纹波。

采样点选在LC滤波器之前，输出电压会降低。因为任何电感都有一个直流电阻，当有电流输出时，在电感上会有压降产生，导致电源的输出电压降低。而且这个压降是随输出电流变化的。

采样点选在LC滤波器之后，这样输出电压就是我们所希望得到的电压。但是这样在电源系统内部引入了一个电感和一个电容，有可能会导致系统不稳定。 （3）开关电源输出之后，接LDO滤波

这是减少纹波和噪声最有效的办法，输出电压恒定，不需要改变原有的反馈系统，但也是成本最高，功耗最高的办法。任何一款LDO都有一项指标：噪音抑制比。是一条频率-dB曲线，对减小纹波。开关电源的PCB布线也非常关键，简单的做法是在二极管上并电容C或RC，或串联电感。

（4）在二极管上并电容C或RC

二极管高速导通截止时，要考虑寄生参数。在二极管反向恢复期间，等效电感和等效电容成为一个RC振荡器，产生高频振荡。为了抑制这种高频振荡，需在二极管两端并联电容C或RC缓冲网络。电阻一般取10Ω-100 Ω，电容取4.7pF-2.2nF。

2.3 DC-DC变化的方法

DC-DC变换器是将不可调的直流电压转变为可调或固定的直流电压，是一个用开关调节方式控制电能的变换电路，这种技术被广泛应用于各种开关电源、直流调速、燃料电池、太阳能供电和分布式电源系统中。这里我们采用BOOST升压式电路。

2.4稳压控制的方法

有PWM方式的，还有PFM方式的，前者是脉宽调制方式，后者是频率调制方式。

2.5.提高效率的方法及实现方案

（1）降低二极管的损耗：二极管一般需要0.7V的导通电压降。在输出电压为9V时，二极管要消耗一定的输出功率。而肖特基二极管的导通压降一般为0.2V～0.3V，因此使用这类二极管这能够有效降低其上的功率损耗。

（2）减少铜损：铜损是由导线的寄生电阻和电感线圈引起的。实际设计中，选用横截面积大的铜丝，并采取多股缠绕的方法，减少单位横截面积电阻。

（3）减少铁损：引起铁损的原因有两个——磁滞损耗和涡流损耗。在实际操作中，采用EI型电感磁芯，并在连接处留有一定空隙。由于存在空气间隙，使之不易产生磁滞和涡流。

2.6 数字地和模拟地的处理

数字地和模拟地采用单点接地方式，以隔离模拟地和数字地的干扰，最后在电源部分采用0Ω电阻连接。如图所示。

3、系统各模块电路的设计与参数计算

根据设计任务的要求升压直流稳流电源，输入电压Vs=5.1～6.6V，输出电压Vo=9V，输出电流Io=0～2A,开关频率fs=600kHZ,设定纹波电流ΔVo＜0.18V，分别设计各模块的参数。

3.1 系统结构图

TPS40210DGQ典型boost升压电路：如图所示

3.2 源滤波部分

该部分电路主要功能是将直流电源中的交流成分通过电容滤掉，减小纹波，提高电源的稳定度，以减小输入端纹波对后级电路的影响。

3.3 Boost升压电路部分

该部分为DC-DC电路的核心。由以下几个功能电路组成： （1）BOOST升压电路：

主要由N沟道MOS管Q1，自耦变压器L1，整流二极管D1，储能电容C13、C12组成。其工作原理如下：

TPS40210DGQ的8脚以一定的占空比驱动Q1，使其周期性的开关。当Q1导通时，L1的一侧电压为输入直流电压，D1反偏，L1一侧上的电流线性上升。表示自耦变压器在存储能量。当Q1关断时，由于电感电流不能突变，L1的电压极性颠倒，D1正向导通。此时电感储能给负载提供电流并补充储能电容单独向负载供电时损失的电荷。

占空比的计算：

DMIN

VOUT VIN(MAX) VFD

VOUT VFD

9 6.6 0.5

30.5%

9 0.5

DMAX

VOUT VIN(MIN) VFD

VOUT VFD

9 5.1 0.5

46.3%

9 0.5

LMIN

VIN(max)ILrip(max)

DMIN

1fSW

6.6V1

0.463 3.87 H

0.983A600kHZ

L可选用电感量为5μH且通过2A以上电流不会饱和的电感器。

考虑以上参数计算情况，选取整流二极管型号为MBR20100（耐压100V，最大整流电流为20A）、Q1型号为CSD18534KCS

储能电容采用两个较小的电解电容并联而非一个较大的电容，主要是为了减小因电解电容的高频体电阻产生的损耗。 (2) 滤波电路：

主要由C12及C13组成。用来滤除纹波。 (3) 输出二极管D和输出电容器C13

升压电路中输出二极管D必须承受和输出电压值相等的反向电压，并传导负载所需的最大电流。二极管的峰值电流Id(max)=ILP=2A，本电路可选用2A／50V以上的快恢复二极管，若采用正向压降低的肖特基二极管，整个电路的效率将得到提高。

输出电容C2的选定取决于对输出纹波电压的要求，纹波电压与电容的等效串联电阻ESR有关，电容器的容许纹波电流要大于电路中的纹波电流。 电容的ESR<△Vo/△IL=40x1％/1.33=O.3Ω。

另外，为满足输出纹波电压相对值的要求，滤波电容量应满足

COUT 8

IOUT D12A 0.6731

8() 56.9 F

VOUT(ripple)fSW500MV600kHZ

根据计算出的ESR值和容量值选择电容器，由于低温时ESR值增大，故应按低温下的ESR来选择电容，因此，选用56F／50V以上频率特性好的电解电容可满足要求。

3.4 反馈电路

由于采样电阻为10mΩ，故反馈输入电压为0.1V～1V。反馈信号经R7和R5分压后从FB端输入。

4、 调试

5、 数据指标测试

5.1 测试仪器

万用表，数字示波器，40 大功率可变负载。 5.2 测试方法

在输出端接大功率负载，测试输出电压电流。 5.3 测试内容

（1）输出电压可调范围的测试

在空载情况下采用四位半的数字电压表测输出电压值： 调节电位器得输出电压变化范围8.9—9.1V满足题目要求。 （2）最大输出电流的测量

在输出端以最大阻值接入40 的滑动变电阻器（功率200W），将四位半数字万用表（置于电流档）串接入输出回路，对于记录表中不同的输出电压，缓慢减小滑动变电阻器的阻值，记录万用表的最大电流值（过流保护后电流值由最大减小至零）。 （3）纹波电压的测量

采用数字示波器测量满载时输出端纹波电压Uopp 150mV。 （4）效率的测量

采用四位半数字万用表测量DC-DC输入输出端电压电流得：

Ui 6V，Uo 9V，Io 2A

PoPin，其中Po UoIo，Pin UiIi

得DC-DC变换器效率 65.2%。 （5）电压调整率的测试：

在输出满载（I0=2A）的情况下，采用交流调压器调整输入交流电压值： 5.1V~6.6V，用四位半数字电压表测输出电压值和输入直流电压值。 电压调整率的计算：S=△Uo/Uo=0.06% （6）负载调整率的测试：

使输出端从空载到满载，用四位半数字电压表测试输出端电压值，计算不同输出电压值时的负载调整率：△Uo/Uo =0.30% 5.4 测试结果分析：

按照前面的计算，R7=51.1欧姆时。若电路的输出电流大于2A，则输出电压将降低。但实际测量时，输出电流上升至1.8A，输出电压明显下降。产生该现象的原因，主要是计算中电感峰值电流是估算值，并不精确。所以据此计算的R7也仅能作参考，实际中，应在该阻值附近，搜索一个较合适的阻值。实际取47 。

当取样电阻的阻值为10mΩ时，按前面门限电压（0.274V）计算，过流保护的动作电流为Io=2.2A。但实际测量时，动作电流为3A。分析产生该偏差的原因主要是：取样电阻的阻值不够精确。解决上述问题可以将分压电阻中的一个设置为电位器，通过调节电位器的阻值，来调节实际电路中过流保护的动作电流。

附：电路原理图。

本文来源：https://www.bwwdw.com/article/r1c1.html