无位置传感器方波无刷直流电机及弱磁控制

无位置传感器方波无刷直流电机及弱磁控制

第33卷第6期

1999年11月浙　　江　　大　　学　　学　　报　　(工学版)JournalofZhejiangUniversity　　(EngineeringScience)Vol.33№.6

Nov.1999

文章编号:1008-973X(1999)06-0633-07

无位置传感器方波无刷直流电机及弱磁控制

沈建新,陈永校

(浙江大学电机工程学系,浙江杭州310027)

摘　要:为了实现方波型无刷直流电机的无传感器控制,提出根据激磁电势波形确定电机换向时序的

“端电压法”,详细阐述其特殊的起动过程和双向运转技术.针对“端电压法”控制的方波电机,提出一种

新型的用变压器电势抵消激磁电势而实现的等效弱磁控制方法,并作理论分析与实验验证.

关键词:无刷直流电机;位置检测;激磁电势;弱磁控制

中图分类号:TM33;TM351　　　　　文献标识码:A

0　引　言

无刷直流电机的位置传感器对可靠性及制造工艺等带来诸多不利影响.因此,近年来国内外学者对无刷电机的无传感器控制作了不少研究.其中报道较多的一种方法是“转子位置计算法”,它将电机三相电压、电流作坐标变换,在派克方程的基础上估算出电机转子的位置[3].由于坐标变换只考虑基波分量,该方法主要用于正弦型驱动的无刷电机中.对于方波型驱动的无刷电机,更适合的无传感器控制方法是“端电压法”.它利用简单的硬件电路从电机端电压信号中测量转子位置并产生逆变器触发信号.它可有效地克服“转子位置计算法”的缺点.本文除了介绍“端电压法”的原理外,重点分析它的“三段式”起动过程,提出确保顺利起动的条件,并以仿真和实验结果加以论证,这是其它文献未曾涉及的.

此外,在正弦无刷直流电机中,用定子磁势的直轴分量降低转子磁钢的工作点,可以实现弱磁控制.但这种方法的实现,也是建立在坐标变换的基础上的,因此并不能直接用于方波电机.对于“端电压法”控制的方波电机,本文提出通过改变其无源滤波器的相频特性来调节电机的超前触发角,以电机的变压器电势抵消激磁电势,从而实现等效的弱磁控制.[1,2]

1　“端电压法”原理

图1是方波无刷直流电机的主回路.它的“最佳换向

[4]逻辑”是:合理控制逆变器的触发时序,使得相电流和图1　方波无刷直流电机主回路

激磁电势的相位一致,如图2(a)所示.逆变器各个功率器

件的触发时序示于图2(b)中.在一个工作周期T内,控制器只在T1,T2,…,T6六个关键时刻对逆变器操作.因此,对于方波电机,可以将三相激磁电势波形看成是控制逆变时序的基本依据;这是因

收稿日期:1997-01-15:,

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634浙　江　大　学　学　报(工学版)　　　　　　　　　1999年为激磁电势波形与转子位置之间存在着对应关系

.

(a)相电流与激磁电势的相位关系(b)逆变器的触发时序

图2　方波无刷直流电机“最佳换向逻辑”

方波无刷直流电机电压平衡方程的矩阵表达式为:

U=pL I+L pI+E+R I,(1)

式(1)中,等号右边第一项是绕组电感变化引起的感应电势,当不计电机凸极效应时,其值为零;第二项是绕组电流变化引起的感应电势,即变压器电势;第三项是激磁电势,激磁电势是不能直接检测的,但是在任意时刻逆变器总有一相的功率器件全部关断,这时该相绕组的相电压就是变压器电势与激磁电势之和,并且激磁电势的过零点必定发生在这段时间内.以A相为例,在激磁电势的过零点P1和P2,转子直轴与A相绕组轴线重合,A相电流为零,A与B的相间互感同A与C的相间互感的数值相等,但B相与C相电流相反,所以A相变压器电势亦为零.这样在P1和P2时刻满足

VA=VN=2Ud.(2)

只要用电压比较器比较VA与VN信号,就可方便地

检测出P1和P2.从图2可以看出,将P1和P2延时T×

(30°+K×60°)/360°时间(K=0,1,2,…),就得到控

制器需对逆变器操作的两个关键时刻.根据对称性,B、

C两相具有相同的情况.实际VA、VB、VC不是完全的梯

形波,而总带有谐波干扰.这些干扰影响反电势过零点

的正确检测.因此,必须将三个端电压信号(VA、VB、VC)

作深度滤波,消除其高次谐波与直流分量,得到交流滤

波信号(用va、vb、vc表示).VN信号一般不直接引出,因

此其对应的滤波信号vn由va、vb、vc经三相对称星形连

接的电阻电路的中点获得,如图3(a)所示.这里所用的

三相无源带通滤波器不仅起到滤波作用,而且使输出

信号滞后于输入信号(30°+K×60°),从而达到将过

零点延时的目的.通常取K=1,即滤波器应移相90°.

那么,如图3(b)所示,在T2与T5时刻,va=vn=0.另

两相的情况类似.用电压比较器分别将va、vb、vc与vn作

比较得到激磁电势信号CPA、CPB、CPC.这三个信号经

编码后生成逆变器触发信号G1,G2,…,G6.

但是,这里的无源滤波器的移相角不可能恒为

90°,而是随输入的端电压信号的频率(与电机转速相对

应)而变化的.根据无刷直流电机原理,如果滤波器的

实际移相角度是(90°- ),则电机的超前触发角就是图3　“端电压法”原理与时序

.在调速范围不很宽的前提下,合理设计滤波器元件器件参数可使 接近于零,亦即基本满足“最.,r/

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第6期　　　　　　　沈建新等:无位置传感器方波无刷直流电机及弱磁控制635中上方的波形是端电压信号VA,下方是滤波信号va.最低速时,从图4(a)可知滤波器移相角约为88.6°;最高速时,图4(b)表明滤波器移相角为90°.这证明用简单的无源滤波器对端电压信号进行深度滤波和90°左右移相是可行的

.

(a)　电机转速600r/min,移相88.6°

图4　地源滤波器实测相频特性(b)　电机转速3000r/min

2　“三段式”起动技术

无位置传感器无刷直流电机是利用激磁电势来决定换流时序的.当转子静止或低速时,激磁电势为零或太小,无法利用.因此电机必须以他控式同步电动机方式起动、加速,再切换至无刷电机状态.这种特殊的“三段式”起动方式,即分为转子定位、加速、切换三个过程,是整个系统的关键所在.

2.1　定位

电机静止时的转子初始位置决定了逆变器第一次应触发哪两个功率器件,但判断转子初始位置很复杂.因此,先把逆变器某两相导通,并限制电机电流的大小,经一段时间后转子就会转到一个已知的初始位置,这个过程称为转子定位.

2.2　加速

已知了转子初始位置后,根据电机转向,就可知道应触发逆变器的哪两个功率器件.这样控制器发出一系列的同步信号SYA、SYB、SYC(分别与CPA、CPB、CPC对应),经同样的编码器产生逆变器触发信号.逐步提高同步信号频率,电机就工作在他控式变频调速同步电动机状态.随着电机转速的增高,等效外施电压也应增高,才能保证电机既不过流,也不失步.由于他控式变频调速同步电动机运行不是稳定的,因此必须设计合理的加速曲线,使之对时间处处可导,电机运行才平稳.

电机加速到预定转速后,激磁电势信号CPA、CPB、CPC已可以检测到,但与同步信号可能存在较大的相位差.这是因为他控式同步电动机正常运行时,逆变器每改变一次导通状态,电机定子磁势就越前60°电角度,然后停止一段时间.在这段时间内转子磁势须旋转60°电角度.这样,若假定在这段时间的初始时刻,转子磁势滞后定子磁势120°- 电角度,那么在这段时间的末时刻,转子磁势应滞后定子磁势60°- 电角度.很显然,定、转子磁势相互作用产生的电磁转矩是关于 的函数.如果不考虑电机d、≠0时, 的q轴不对称引起的磁阻转矩,当 =0时,平均电磁转矩最大;当 绝对值越大,平均电磁转矩越小.(1)若 <0,电机受到负载扰动而转速降低,则 的绝对值增大,平均电磁转矩随之减小,转子,

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636浙　江　大　学　学　报(工学版)　　　　　　　　　1999年样最终导致失步.所以 <0时他控式同步电动机的运行是不稳定的.

(2)若 >0,电机负载增大,转速降低,转子磁势平均位置更加滞后于定子磁势,即 的数值变小,平均电磁转矩增大,可以重新建立转矩平衡关系;反之,假定电机负载减小,转子增速, 的数值随之变大,平均电磁转矩减小,也能重新建立转矩平衡关系.

以上分析表明,只要电机能以他控式同步电动机状态起动并加速到某一预定转速,那么必定 ≥0.由于转子磁势位置与激磁电势信号对应,而定子磁势与同步信号对应,并假定端电压检测器中的无源滤波器的相移角在有效频率范围内恒为90°,那么激磁电势信号超前同步信号的相位角正是 .由于 角的存在,这时如果直接用激磁电势信号代替同步信号来确定变时序(即直接将电机从他控式同步电动机状态切换到无刷电机状态),则转矩与转速不平稳,甚至可能失步.有关实验证实了这种现象的存在,但国内外文献均未对此做深入研究.作者提出:电机运行状态的切换必须满足条件:激磁电势信号超前同步信号的相位角 足够小.

2.3　切换

当电机加速到并保持在某一预定转速后,逐步外施电压,电磁转矩就会减小,转子磁势滞后于定子磁势的平均相位角变大,即 数值减小,平均电磁转矩又呈增大趋势,并最终重新建立转矩平衡关系.控制器监测 角,当该角足够小时就发出切换命令,同步信号被关闭,激磁电势信号被送入编码器以确定逆变时序,这就完成了切换过程.

2.4　仿真与实验

图5(a)所示的仿真结果表明:在切换前,随着外施电压的减小,他控式同步电动机的 角逐步减小,相电流和线电压波形也逐渐接近于无刷直流电机的波形.图中G1是由同步信号编码生成的逆变器触发信号,G1是由激磁电势信号经相同编码器产生的.图5(b)是样机Ⅰ线电压变化的实测波形,与仿真结果基本一致.所不同的是,仿真时采用理想的直流电源模型,而实验中采用单相整流电源,因此在电流较大时线电压含有较大的纹波.仿真与实验都证明:在“三段式”起动过程中 ≥0,并且切换条件(即 足够小)是可以实现的.′

3　电机正、反转的实现

前面介绍的都是无刷电机按一个方向旋转的情况,在起动时,逆变器触发信号由三个同步信号SYA、SYB、SYC经编码后获得.这三个同步信号分别相对激磁电势信号CPA、CPB、CPC滞后相位角 .那么,电机正转时,在相位上SYA领前于SYB、SYB领前于SYC各120°电角度,CPA领前于CPB、

电角度.要使他控式同步电动机反转,只要改变同步信号的相序即SYA落CPB领前于CPC各120°

后于SYB、电角度,则CPA落后于CPB、电角度.但SYB落后于SYC各120°CPB落后于CPC各120°

是,由于电机转向变反,激磁电势极性也变反,所以激磁电势信号与电机正转时相比相当于经过了一级反相门;即反转时激磁电势信号超前于同步信号的相位角为 -180°.因此,反转时首先要把图3中电压比较器的输出信号反相,才能作为真正的激磁电势信号.这样仍然满足CPA、CPB、CPC分别超前SYA、SYB、SYC相位角 ,且CPA落后于CPB、CPB落后于CPC各120°,利用前面介绍的方法将电机反向起动、加速,再切换至无刷电机状态,就能正常地反向运转.

4　等效弱磁控制无刷电机低于基本转速运行时,一般通过调压作恒转矩调速;而当高于基本转速运行时,通过,.

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第6期　　　　　　　沈建新等:无位置传感器方波无刷直流电机及弱磁控制637

图5　“三段式”起动过程的仿真与实验

电势、端电压均为梯形波的方波无刷电机而言,传统的弱磁控制方法不能直接使用,除非对各个变量作付氏分解后按基波与主要谐波一一处理,这就非常繁琐.这里作者提出一种适用于方波电机的等效弱磁方法.

4.1　原理与实验论证

如果改变端电压检测器的相频特性,使其相移为90°- ,即无刷电机的超前触发角为 ,

则某相电压、激磁电势如图6所示.在t1～t2期间,外施电压

大于激磁电势,相电流迅速增大,这时变压器电势与激

磁电势同极性.但从t2～t3的很长时间范围内,激磁电

势大于外施电压,所以相电流持续减小,这时变压器电

势与激磁电势极性相反,起抵消作用.又由于激磁电势

的幅值正比于转速,则从式(1)可知,方波无刷电机超

前触发(即 >0)使变压器电势抵消激磁电势,为满足

电压平衡关系,必然导致电机转速升高,从而实现等效

的弱磁控制.从电机电压波形来看等效弱磁控制的外在表象,就是当某个功率管关断后,相电压反而会有所增大.这是因为,功率管导通时相电压决定于外施电压,功率管关断后相电压等于激磁电势;而弱磁控制时激磁电势幅值大于外施电压.从图6的原理图和图7的实验波形都可以看到这个现象.

实验中样机Ⅱ的外施电压、负载功率保持不变.图7(a)表明 =0°时电机运行于2800r/min;图7(b)则表明 =18°时,电机因弱磁控制而转速上升至3000r/min.需要指出的是,(1)样机的激磁电势不是严格的梯形波,其平顶略小于120°电角度,而其上升、下降沿为弧形;(2)由于方波永磁无刷电机等效气隙大,电枢反应弱,变压器电势较小,因此,这种弱磁控制方法的调速范围图6　等效弱磁控制原理

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图7　等效弱磁控制前后的电压信号

4.2　改进方案

在实际应用系统中采用数字式移相电路来调节方波无刷电机的超前触发角 .首先,设计滤波器时使其相移角在电机调速范围对应的频带内均不超过90°;并将其相频特性列表存入微机中.其次将图3(a)中的激磁电势信号CPA、CPB、CPC先经数字式延时后再输入编码器,延时长度由微机根据电机参数和有关反馈量计算后设定.这样的数字式移相,既可在较宽的调速范围内校正滤波器本身的移相误差,保证总的移相角为90°,亦即实现“最佳换向逻辑”;也可根据需要使总的移相角度为90°- 即无刷电机的超前触发角为 ,从而实现等效弱磁控制.

5　结　论

方波无刷直流电机可以根据绕组激磁电势波形确定逆变时序,即通过检测电机的端电压可获得激磁电势过零点,再经过四分之一周期的延时,就得到逆变器的最佳触发时刻.这些功能均可用简单的电子电路来完成,从而克服了传统无刷电机位置传感器带来的不足.这种电机必须采用特殊的“三段式”起动方法.调节超前触发角可实现方波无刷直流电机的等效弱磁控制.

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无位置传感器方波无刷直流电机及弱磁控制

Sensorlessdriveandflux-weakeningcontrol

forsquare-wavebrushlessDCmotor

SHENJian-xin,CHENYong-xiao

(Dept.ofElectricalEngineering,ZhejiangUniv.,Hangzhou310027,China)

Abstract:Inordertoimplementsensorlesscontrolforasquare-wavebrushlessDCmotor,thispa-perpresentsaTerminalVoltageMethod(TVM),inwhichthemotorcommutationisdeterminedbasedonthewaveformofexcitingEMF.Thespecialstartingprocedureandbi-directionalrunningtechniqueofTVMareincluded.Moreover,anovelequivalentflux-weakeningcontrolalgorithmisproposedforsuchasensorlesssquare-wavebrushlessDCmotor.Thealgorithmisverifiedwithexperimentalresults.

Keywords:brushlessDCmotor;positiondetection;excitingEMF;flux-weakeningcontrol

(责任编辑:张　明)

(上接第611页)

Influencemechanismoffeedingservosystem

withgapnonlinearityonprofilemachiningerrors

YUWen-hua

(Dept.ofMechanicalEngineering,ZhejiangUniv.,Hangzhou310027,China)

Abstract:Basedonthemathematicmodelsofthefeedingservosystemwithgapnonlinearity,thepracticallocusequationsaregivenbysolvingdifferentialequationsundercircularlocus.Thepro-filemachiningerrorsareanalyzedindetail.Thenumericalsimulationandexperimentshowthecorrectnessofaboveresults.

Keywords:feedingservosystem;gap;modeling;profileerror

(责任编辑:陈　波)

本文来源：https://www.bwwdw.com/article/q4oe.html