pwm20100210470220_项华明_PWM软开关变频技术的研究

华东交通大学理工学院

Institute of Technology.

East China Jiaotong University

毕 业论 文

Graduation Thesis

（20 —20 年）

题 目PWM软开关变频技术的研究

分 院： 电信分院

专 业： 电气工程及其自动化

班 级： 电牵-2班

学 号： 20100210470220

学生姓名：

指导教师：

起讫日期：

华东交通大学理工学院

毕业设计（论文）原创性申明

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签字日期： 年 月 日 签字日期： 年 月 日

摘 要

21世纪的电力电子产品应该是无公害或低公害的“绿色” 产品。因此如何在变频

应用领域实现这一目标具有十分重要的现实意义。本研究课题的目标是三相软开关变频

器DC直流环节的并联谐振，实现逆变桥上每个功率开关器件以零电压方式开通，达到

软开关的目的。并以TI公司的TMS320LF2407型DSP为核心构成整个系统的控制电路，

进行异步电机新型控制策略的研究。

电路采用IMP模块来实现DC—AC逆变；控制电路是以TMS320LF2407 DSP评估板为

核心扩展出的印刷线路板，主要生成各种触发信号、保护信号以及实现变频器的部分功

能。在逆变器正常工作的基础上对中间谐振环节，即零电压开关电路进行了初步的实验

测试，讨论了相关参数的设定及其对于谐振的影响，为进一步开发高性能三相软开关双

PWM变频器打下了基础。

关键词：软开关；变频器； PWM技术

Abstract

Power by twenty-first CenturyElectric and electronic products in twenty-first Century

should be no or low public hazard "green" products. So how to achieve this goal in inverter

application field has a very important practical significance. The target of this paper is the

parallel resonant DC link three-phase soft-switching inverter DC, realization of each power

switch inverter with zero voltage soft switch to open the way, the purpose of. Taking

TMS320LF2407 DSP TI as the core control circuit of the whole system, to study new control strategy of induction motor.

The circuit uses the IMP module to realize the DC - AC inverter; control circuit is a printed circuit board with the TMS320LF2407 DSP evaluation board as the core extends out

of the main, to generate a variety of trigger signal, protection signal and realize some functions of frequency converter. Based on inverter working on the intermediate resonant link,

namely zero voltage switching circuit preliminary experimental tests were carried out, and discusses the relevant parameters and its influence on resonance, for the further development

of high performance three-phase soft-switching PWM converter foundation.

Key word: soft switch ; transducer ; PWM ;

第1章 前 言

电力电子技术经过半个世纪的发展，目前已形成比较完整的学科体系和理论尤其是

近年来电力电子变换技术更是日新月异，为人类的物质文明进步发挥着越来越重要的作

用。如今电力电子正朝着高频化、大容量化、高性能化方向发展。然而，电力电子变换

技术的进步和电力装置的广泛应用也带来了很多弊害，并已成为世人瞩目的社会问题。

高频化和大容量化使装置内部电压、电流发生巨变，不但个器件造成很大的电应力，还

在装置的输入输出引线及周围空间产生高频电磁噪音，对其他电气设备的工作造成干

扰，这种公害称为电磁干扰。

软开关谐振变换器技术是近年来电力电子与电力传动领域钟的一个热门课题，软开

关理论的深入研究以及软开关技术的广泛应用，使电力电子变换器的设计出现了革命性

的变化。软开关技术的应用使电力电子变换器可以具有更高的效率、更高的功率密度和

更高的可靠性，并可有效地减小电能变换装置引起的电污染，为在21世纪大力发展“绿

色”电力电子产品提供了有效的方法。如今软开关变换器都应用了谐振原理, 在电路中

并联或串联谐振网络, 势必产生谐振损耗, 并使电路受到固有问题的影响。为此, 人们

在谐振技术和无损耗缓冲电路的基础上提出了组合软开关功率变换器的理论。组合软开

关技术结合了无损耗吸收技术与谐振式零电压技术、零电流技术的优点, 其基本原理是

通过辅助管实现部分主管的零电流关断或零电压开通, 主管的其余软开关则是由无损

耗吸收网络来加以实现, 吸收能量恢复电路被ZCT、ZVT谐振电路所取代, 辅助管的软

开关则是由无损耗吸收网络或管电压、电流自然过零来加以实现。换言之, 即电路中既

可以存在零电压开通, 也可以存在零电流关断, 同时既可以包含零电流开通, 也可以

包含零电压关断, 是这四种状态的任意组合。由此可见, 由无损耗缓冲技术和谐振技术

组合而成的新型软开关技术将成为新的发展趋势 。

1.1PWM技术的发展与现状

PWM控制技术主要是利用半导体开关的导通和关断吧直流电压变成电压脉冲列，并

通过控制电压脉冲列的宽度和周期以达到变压目的。PWM控制是交流调速系统的控制核

心，任何控制算法的最终实现几乎都是以各种PWM控制方式完成的。目前已经提出并得

到实际应用的PWM控制技术就不下十几种，关于PWM控制技术的文章在很多著名的电力

电子国际会议上，如PESC、IECON、EPE年会上已形成专题。尤其是微处理器应用于PWM

技术数字化以后，花样是不断翻新，从最初追求电压波形的正弦，到电流波形的正弦，

再到磁通的正弦；从效率最优，转矩脉动最少，在到消除噪音等，PWM控制技术的发展

经历了一个不断创新和不断完善的过程。目前仍有新的方案不断提出，说明了这项技术

的研究方兴未艾。

1.1.1PWM控制技术的发展概况

脉宽调制（PWM）是一种斩波控制技术，在维持开关周期恒定条件下，通过调节功

率器件的驱动脉冲的占空比来控制变流器输出电压的大小。PWM最初应用于直流变换电

路（DC/DC），后来与频率控制相结合，产生了应用于逆变电路（DC/AC）的PWM控制技

术。传统的PWM技术使利用相当于基波分量的调制波对三角载波进行调制，达到调节输

出控制脉冲宽度的一种方法。正弦波是一种最通俗的调制波，三角载波在用数字化控制

技术产生的PWM脉冲时，实际上完全由软件生成，这样可减少硬件投资和提高系统的可

靠性。不同信号生成的调制波生成的PWM脉宽对输出基波电压幅值、基波转矩、脉动转

矩、谐波电流损耗、功率半导体开关器件的开关损耗等影响差异很大。优化控制技术是

对上述指标的某一方面进行改进的PWM控制技术。空间电压矢量PWM控制，是以对称正

弦波电压供电时的交流电动机的理想磁通为基准，采用逆变器的不同开关模式所产生的

实际磁通去逼近基准圆磁通，由此比较结果决定逆变器的开关顺序，形成所西药的PWM

波形。跟踪型PWM模式是根据电流、电压或磁通的给定值直接控制变频器的电压输出，

具有控制结构简单，控制性能好的优点。

目前国内外在PWM 控制策略的研究多集中在如下几个方面：1提高电压的利用率；

2消除器件死区效应造成的影响；3提高三相不平衡时电路的工作性能和抗不平衡的能

力；4功率器件开关时间对电路性能的影响。

1.1.2 传统的PWM控制技术

传统的对于两电平逆变器的PWM控制技术，其主要方法是依靠载波和调制波的比较，

得出高于或低于阀值得高低电平，或采用未处理器计算方法得到栅极触发脉冲控制信

号，常用的控制方法有正弦脉宽SPWM方法、准最优PWM控制方法等。SPWM控制方法的

调制波为正弦波，典型的实现方法有自然采样PWM、规则采样PWM和等面积采样PWM等

方法。自然采样PWM难以实现实时控制，在复杂的控制系统中难以满足要求；规则采样

容易实现，而且控制的线性度较好；等面积采用计算速度快，实时性好。准最优PWM控

制方法的调制波是在基波的基础上叠加一个幅值为1/4基波的3次谐波而形成的马鞍行

波。准最优PWM控制与正弦PWM控制在控制方式上的不同仅在于调制信号，它的生成PWM

脉冲采样时间选取可使变流器输出电压幅值提高15%.由于准最优PWM调制的正反相系

谐波的相互抵消作用，在抑制谐波电流和转矩脉动方面有着明显的效果。

1.1.3 优化PWM控制技术

优化PWM矩脉动最小等目标函数，寻求优化的PWM控制方式。优化PWM数的开关动作，因此较小的开关角度变化对谐波含量的影响很大。整个工作频率的范围内寻求，因

而难以实现实时控制。目前优化PWM方法均采用查表法，

似的简化计算方法来输出PWM波形；对于频率范围变换较大的场合，后来提出一种新型的存表方法，表中只存储所西药的开关角度，据量，获得实时控制。

优化PWM控制技术主要有开关损耗最小PWM控制、谐波消去法的PWM控制、谐波损

耗最小PWM控制等。开关损耗最小模式通过对逆变器输出三相电压和中点电影的控制。

产生PWM脉冲。开关算好最小模式可分相电压控制方式和线电压控制方式两种。运用开

关损耗最小模式，相对于正弦波PWM模式，具有功率模式工作时间短，开关损耗低，输

出线电压相对较高。输出线电压相对较高。谐波消除法是利用同步方式控制时，根据指

令从存储器中读出预先存储的离线情况下预先计算期望的控制模式，产生PWM脉冲。这

是一种根据输出电压的数学模型直接确定开关角的方法，通过利用有限个给定的触发

角，可有效地一种某些低次谐波，谐波损耗最小PWM控制基于交流异步电机转差对谐波

损耗器主要影响的原理设计。

1.2典型的软开关电路

软开关技术的发展历程可以将软开关电路分为准谐振电路、零开关PWM电路和零转

换PWM电路。其中零电压开关准谐振电路、零电压开关PWM电路和零电压转换PWM电路

分别为三类软开关电路的代表。谐振变换器、准谐振变换器、多谐振变换器、零电压开

关脉冲调宽变换器、零电流开关脉冲调宽变换器、零电压转换脉冲调宽变换器、零电流

转换脉冲调宽变换器、移相控制零电压转换全桥直流/直流变换器、移相控制零电流转

换全桥直流/直流变换器及钳位吸收技术均可实现软开关电源。

1.3 DC-AC逆变器软开关拓扑的研究情况

所谓“软开关”，通常是指零电压开关ZVS和零电流开关ZCS或近似零电压开关与

零电流开关。硬开关过程是通过突变的开关过程中断功率流完成能量的变换过程；而软

开关过程是通过电感L和电容C的谐振，使开关器件中电流（或两端电压）按正弦或准

正弦规律变化，当电流自然过零时，使器件关断。当电压下降到零时，使器件导通。开

关器件在零电压或零电流条件下完成导通与关断的过程，使器件的开关损耗理论上为

零。

自从1986年D·M·Divan博士提出“谐振直流环节逆变器”这一当时人耳目一新

的概念之后，对DC-AC软开关逆变电路拓扑及其控制策略的研究成为电力电子学领域中

最为活跃的研究方向之一，至今已有大量相关研究论文发表。许多学者对软开关谐振变

换技术作了深入广泛的研究后提出了相当多DC-AC逆变软开关电路拓扑。

早期实现软开关的方法是采用有损耗缓冲电路，器基本原理是将开关损耗转移至缓

冲电路中并消耗掉。这种方法并没有提高功率变换器的效率，甚至还会使效率降低。目

前所研究的软开关谐振变换技术摒弃了转移开关损耗而转向真正减小开关损耗，这就需

要对原有的硬开关电路拓扑进行改进，使其真正达到低开关损耗。一般认为，一个软开

关逆变拓扑总是在传统硬开关逆变器基础上附加一个高频谐振网络而构成的。此高频谐

振网络可以是仅由无源器件电感和电容组成，也可以包含辅助二极管或辅助开关管，总

之，它的作用是为功率开关管创造软开关的条件，根据谐振网络在电路中的不同位置，

目前现有的DC-AC逆变软开关电路拓扑可以如下分类

→AC环节

软开关 →谐振环节方式→DC环节

→零电压开关

DC-AC逆变器→谐振转换方式→准谐振→零电流开关

→负载谐振方式→并联谐振

→串联谐振

DC-AC 软开关逆变器拓扑的分类

具体说明如下：

（1）谐振环节方式—谐振网络位于输入直流电源和逆变器主回路之间，于是直流母线电压的震荡为

逆变器桥臂的功率开关管提供了软开关的条件。因此，这种谐振环节逆变器的直流母线电压与传统

PWM逆变器大不相同，即不再是连续而稳定的直流电压，而是被很短的零电压时间所间隔的不连续

直流电压；

（2）谐振转换方式—谐振网络位于逆变器桥臂上，直接为功率开关管创造ZVS或ZCS的条件。这样

功率开关管的寄生电容也可以作为谐振电容的一部分，该方式下直流母线电压与传统PWM时相同：

（3）负载谐振方式—LC谐振槽以并联、串联或串并联的方式加在负载侧从而实现功率开关管的ZVS

或ZCS。这时的直流母线电压与传统PWM时相同。

（一）谐振环节方式逆变器

谐振环节方式逆变器分为谐振交流环节逆变器和谐振直流环节逆变器

谐振交流环节逆变器包含串联型和并联型。谐振直流环节逆变器的谐振环节电流和谐振交流环节的

谐振环节均为正弦波，在每一开关周期中有两次自然为零，每次过零时使逆变器桥臂开关管触发导

通，其控制为DPM（离散脉冲调制）方式。

（二）谐振转换方式逆变器

谐振转换方式逆变器可分为谐振极逆变器、准谐振ZCS逆变器和软转换PWM逆变器。RPI包括准谐

振电流模式逆变器、辅助谐振变换极逆变器、辅助二极管变换极逆变器等，器共同的优点是：1.控

制科采用PWM调制策略；2.逆变器开关器件的电压应力没有增加。RPI的缺点如下：1.开关器件的

电流应力大大增加；2.需要多组辅助谐振电路，特别是多个电感，从而造成逆变器体积、重量增加、

效率降低。在RSBI中，由于在每个开关周期里辅助开关管的开通时刻都在变化，因此RSBI的控制

十分复杂。准谐振ZCS逆变器特别适用于感应加热装置。转换PWM逆变器的特点是在主功率开关器

件动作切换的很短一段时间间隔内，导通辅助开关管使辅助谐振回路工作，为主功率开关器件创造

零电压或零电流条件，这样就见笑了电路的导通损耗。

（三） 负载谐振方式逆变器

负载谐振方式逆变器分为串联谐振并联负载逆变器和并联谐振串联负载逆变器。由

于谐振元件位于主功率传输路径中，这类软开关逆变器的电压和电流应力都很大。其优

点在负载功率因素接近1，因此非常适用于恒定负载的。

第二章 软开关在变频器中的应用设计

2.1目前大功率变频器的研究特点

(1）开关频率的提高。如果能将变频器中功率器件的开关频率在原有基础上进一步

大大提高，将会带来一系列好处。如输出波形中的低次谐波被更有效地抑制，输出电压

和电流将更趋于正弦波形，滤波器的尺寸将大大缩小等，变频器，特别是大功率的变频

器，功率密度和性能将会得到很大的改善。

(2）开关损耗的减少。由于大功率变频器功率器件开关过程损耗的绝对值很大，当

需要提高开关频率时，这种开关损耗将会更加明显，所以，在变频装置中如何减少开关

频率提高时的开关损耗，也是一个迫切需要解决的问题。

(3）吸收电路的改善。在传统的硬开关条件下，每一个开关器件或者一个逆变桥臂

上都需要一个吸收电路，此时的吸收电路需要较大电阻、电容和二极管，这不但增大了

整个装置体积和安装难度，而且不能节约能源。如何能够省掉吸收电路，又能保护功率

器件的安全运行，也是人们所关注的。

(4）变频器体积的缩小，随着功率器件制造技术的发展，在大功率变频器中，为功率器件散热

而设计的散热器要占很大的体积，从而使得大功率变频器的体积比较大。对于一些特殊的应用场合，

比如电动汽车，电力机车等，要求变频器功率大，体积小。这就需要解决减小散热器体积的问题。

2.2软开关变频器的主电路设计

在软开关技术三相变频器电路的研究中，谐振过渡软开关技术模式综合考虑了PWM技术和软

开关技术的优点，这种电路的基本构想是在保持传统三相PWM逆变桥工作方式不变的情况下外加

一个辅助的谐振电路。谐振变换器实际上是负载谐振型变换器，按谐振元器件的谐振方式可分为串

联谐振变换器和并联谐振变换器;按负载与电路的连接关系可分为串联负载谐振变换器和并联负载

谐振变换器。在谐振变换器中，谐振元器件自始至终处于谐振的工作状态，参与能量变换的全过程。

这类变换器对负载变化很敏感，一般采用频率调制的控制方法。

辅助谐振电路仅仅工作在逆变桥主功率开关器件工作状态改变时一个很短的瞬间，所以对辅助

电路中开关功率的要求很小，又能为逆变桥上的所有开关管和二极管状态的改变提供软开关条件。

2.3零电压过渡变频器主电路的设计

(1）零电压过渡软开关技术在一定程度上借鉴了零电压过渡DC/DC变换器的思想，

就是仅解决功率开关器件关断时的零电压条件，而功率开关器件的关断过程还是依靠在

功率开关器件两端并接吸收电容的方法来控制关断浪涌电压和续流二极管恢复浪涌电

压，以此来减少功率开关器件的关断损耗。但在功率开关器件开通时，零电压条件的产

生也和该吸收电容有关，此时的吸收电容成为谐振电路中一个很重要的谐振元件。所以，

该吸收电容的选择要综合考虑各方面的要求，当然满足功率开关器件的关断吸收是首先

应该考虑的。这在主电路的设计中需要借用硬开关技术变频器的一些设计思路。

(2）零电压过渡软开关技术的最明显特点是减小了功率开关器件的开关损耗，而开

关损耗在硬开关技术逆变器中的直接表现就是功率开关器件的发热，所以，要合理地设

计为功率开关器件散热而使用的散热器。软开关技术变频器中如何根据其工作过程来设

计散热器也需要借用硬开关技术变频器中的一些思路。

为了更好地阐述零电压过渡软开关技术变频器中主电路的设计，将以硬开关技术变

频器的设计思路为依据，采用对比的方法加以描述。

2.4功率开关器件类型和参数的选择

开关器件类型的选择应该根据变频器容量和对体积重量的要求来确定，还要考虑开

关频率，制造成本等多方面的要求。在本文软开关技术变频器的主电路的设计中，考虑

到负载的感性特征，我们采用将功率开关和其上反并联的二极管一体化封装的绝缘栅双

极晶体管（IGBT）。

2.1 ZVT-PWM三相变频器主电路结构示意图

通常情况下，功率开关器件参数的选择应考虑以下几个方面的因素。

(1) 开关器件额定值（额定电压和额定电流）的选择

根据功率开关器件生产厂家提供的资料，正确选用IGBT有两个关键的因素：一是功

率开关器件关断时，在任何被要求的过载条件下，集电极峰值电流必须处于开关安全工

作区的规定之内（即小于两倍的额定电流）；二是IGBT工作时的内部结点温度必须始

终保持在150℃以下。在任何情况下，包括电机过载时，都必须如此。

(2）开关器件的安全工作区（SOA）选择

设计中很重要的一点是防止IGBT因过电压或过电流而引起的损坏或工作的不稳定。

例如，用于电机控制和作为变压器负载的变频器或斩波器，IGBT有规范其开通过程和通

态工作点额定值的正向偏置安全工作区（FBSOA），规范其关断过程和断态工作点额定

值的反向偏置安全工作区（RBSOA）和规范其短路容量的短路安全工作区（SCSOA）。

(3）降额因素的考虑

引起器件降额的最主要因素是温度，而降额最明显的指标是功率开关器件的电流容

量。由于半导体在较高的温度条件下会变成导体从而失去电压阻断能力，因此，功率开

关器件工作中管芯的温度——结温不能超过允许值。结温又必须与上限值保持一定的裕

量，因此，允许的结壳温差要小得，从而使器件实际允许的耗散功率大打折扣。由于耗

散功率同流过器件的电流密切相关，因此器件实际允许的电流容量也就下降了。

功率开关器件选择包括两个部分

(1）相当于传统硬开关技术变频器中的三相逆变桥电路中的开关功率器件。

相对于传统的硬开关技术逆变器来说，零电压过渡软开关技术变频器中主功率开关

器件工作过程中的最大改变就是在零电压条件下开通，由于硬开关技术变频器中也有吸

收电路的存在，所以，主功率开关器件的关断过程两者是一样的。另外，主功率开关器

件的稳态损耗两者也是一样的。所以，在本项目的研究中，对主功率开关器件的选择参

考了硬开关技术变频器的选择原则。

(2）辅助谐振回路中的辅助功率开关器件

辅助开关的工作时间可以控制得很短，所以，对其功率要求比较小，但通过其中的

峰值电流并不小，高于主开关功率开关器件，对于IGBT来说，无论峰值电流通过的时

间长短，其额定电流的选择一定要保证为通过其峰值电流的1.5～2.0倍。但是，在这

里可以充分利用IGBT的安全工作区，在安全工作区内，IGBT可以承受至少两倍的额定

电流值，且不会对IGBT有任何的损坏。

（3）根据变频器的容量选择以及后面对吸收（谐振）电容及谐振电感的选择。

第三章 软开关变频器的控制电路设计

3.1谐振环节辅助开关的控制原理

控制电路对整个电路的正常工作起着举足轻重的作用。与主电路不同，它主要处理

控制信号，属于“弱电”电路，但它控制着主电路中的开关功率器件的正常工作，一旦

出现失误，将造成严重后果，使整个变频器停止工作或损坏。

极谐振零电压过渡的基本工作原理：假定电路开始工作时，负载电流的方向如图

3-2中所示（为正），并且开关，处于开通状态，二极管正在续流。在关断开关之前，

先在零电流条件下开通辅助开关谐振回路中的谐振电感开始储存能量，即电感电流从零

上升至予置电流（该予置电流大于负载电流），此时关断开关由于开通死区时间的设置，

开关还没有开通，谐振电容和谐振电感之间构成了谐振回路，谐振的结果是，电容通过

电感Lr释放能量，同时，电容储存能量至母线电压，二极管导通，为开关创造一个零

电压开通条件，辅助开关在零电流条件下关断，从而完成一次主开关的ZVT过程。

3.1 单相全桥等效逆变电路

要实现该电路正确的ZVT过程，下面的几点是关键的：

(1）谐振电感中能量的予储存，即主功率器件关断之前，辅助电路中开关的提前开

通，且提前量（时间）应该和负载电流相关；

(2）辅助电路中开关的开通选择（顺序）应该和主功率器件的ZVT顺序相关；

(3）主功率器件的的延迟开通（传统逆变器中称之为死区时间）是必不可少的，且

该时间的大小与谐振过程中谐振电容的充放电时间有着重要的关系；

4)谐振电感中能量予储存的大小应该满足谐振和电容的充放电要求。

由此得出辅助电路控制有两种可能的实现方案：一种方案是固定时间控制，其原理

是，在每个逆变桥开关状态发生改变之前，用一个固定的时间来为谐振电感储存能量；

另外一种方案是变时间控制，其基本原理是，使谐振电感的储存能量时间随负载电流的

改变而改变。

3.2 单相等效电路ZVT工作的原理波形

固定时间控制最大的优点是控制过程简单，易于实现，但是，它会由于增加不必要

的谐振峰值电流，延长辅助开关的导通时间，从而降低逆变器的效率。而变时间控制虽

然克服了上述缺点，但需要检测相电流的值，控制过程较为复杂，且增加了硬件的成本。

由上面的分析可以看出，辅助开关的提前开通，谐振电感的能量储存是谐振过程正

确发生的基本条件。

在谐振电感的设计中，已经给出了辅助开关的提前开通时间为

tcm 3IXLr E

式中：E为电源电压。

谐振周期Tr可以表示为

Tr LrCr

式中：Cr为电路谐振时的等效电容。

谐振电感中电流的下降时间和上升时间大约相等，即

td tc 2 s

辅助开关的总开通时间tcm可以表示为

tsr tc Tr td 23IxLr LrCr 5 s Vr

所以，一旦谐振电感和电容确定之后，对应于逆变桥三相桥臂的每组两个辅助开关

的开通时间是固定的。

从前面的分析可以看出，如果预置电流随相电流的变化而变化，则也将成为相电流

的函数，而变化的将使得控制的实现变得复杂，所以应该在最大负载电流条件下，选择

一个固定的预置电流。当然在轻负载条件时，谐振电感中所储存的能量将远远大于谐振

时需要的能量。

3.2 软开关变频器的控制设计和实现

软开关技术变频器控制器的设计原则:

(1）关技术变频器首先要完成变频器的所有功能。

(2）谐振网络中辅助开关的控制逻辑的实现，考虑两种方案：第一，由逻辑器件IC

构成一个专用的控制板；第二，在传统的硬开关技术变频器控制板中，增加相应的硬件

电路（主要是用来控制三个辅助开关的PWM接口），并在软件设计中完成相应的逻辑。 无

论怎样，针对辅助开关而设计的控制器都要完成以下的逻辑功能。

(1）辅助开关的提前开通功能。所谓辅助开关的提前开通是指当需要给某个主开关

创造零电压开通条件时，因为，该主开关的开通信号要比它对应的桥臂上的另一个主开

关的关断信号延迟一个死区时间，所以，辅助开关要在另一个主开关的关断信号到来之

前开通，以便使得母线电压能够加在谐振电感的两端，给谐振电感上预置能量，当要关

断的主开关关断之后，要开通的主开关没有开通之前的这段时间（死区时间）内，电感

和并接在主开关功率器件上的电容进行谐振。

(2）上面已经指出，一旦谐振电感和电容确定之后，对应于逆变桥三相桥臂的每组两个辅助开

关的开通时间是固定的。所以，辅助开关控制器还要完成辅助开关在开通后的一定时间内再关断功

能。

3.3 开关功率器件驱动电路的设计

驱动电路是控制电路与主电路的接口，在大功率变频器的设计中，由于开关功率器

件容量较大，因此，需要一定的驱动功率，而且，由于主电路中干扰信号很强，对驱动

电路抗干扰和隔离噪声的能力也有较高的要求。对IGBT驱动电路的一般要求如下。

(1）关于栅极驱动电压 IGBT开通时，正向栅极电压的值应足以使IGBT完全饱和，

并使通态损耗减至最小，同时，也应限制短路电流和它所带来的功率应力。在任何情况

下，开通时的栅极驱动电压，应该在12～20V之间。当栅极电压为零时，IGBT处于断态。

但是，为了保证IGBT在集电极—发射极电压上出现dv/dt噪声时仍保持关断，必须在

栅极上施加一个反向偏压，采用反向偏压还减少了关断损耗。反向偏压应该在－5V～－

15V之间。

(2）栅极串联电阻（Rg） 选择适当的栅极串联电阻对IGBT栅极驱动相当重要。IGBT

的开通和关断是通过栅极电路的充放电来实现的，因此，栅极电阻值将对IGBT的动态

特性产生极大的影响。数值较小的电阻使栅极电容的充放电较快，从而减小开关时间和

开关损耗。所以，较小的栅极电阻增强了器件工作的耐固性（可避免dv/dt带来的误导

通），但与此同时，它只能承受较小的栅极噪声，并可能导致栅极—发射极电容和栅极

驱动导线的寄生电感产生振荡。

(3）栅极驱动功率IGBT的开关要消耗来自栅极电源的功率，其功率受栅极驱动负、

正偏置电压的差值栅极总电荷和工作频率的影响。栅极电源的最大峰值电流IGPK为 栅

极电源的平均功率为零另外，在大功率变频器IGBT驱动电路的设计中，还应该注意以

下几个方面的问题：

(1）布线必须将驱动器的输出级和IGBT之间的寄生电感减至最低。这相当于将驱

动器和IGBT之间连线所包围的环路面积减至最小。为此，一般情况下，将把驱动电路

直接放置在大功率的开关功率器件上。

(2）必须正确放置栅极驱动板和屏蔽驱动电路，以防止功率电路和控制电路之间的

电感耦合。

(3）栅极箝位保护电路也必须按低电感布线，并尽量放置于IGBT模块的栅极—发

射极控制端子附近。

(4）由于IGBT的开通和关断会使相互电位改变，PCB板的线条之间不宜太过于接近。

过高的dv/dt会由寄生电容耦合噪声，假如在布线时无法避免线条交叉或平行，必须采

用屏蔽层以作保护。

(5）对于逆变桥上桥臂的功率器件栅极驱动电路之间，下桥臂的栅极驱动电路之间

和控制电路之间的寄生电容可产生耦合噪声的问题，必须进行适当的测量，减低这些寄

生电容。

(6）假如使用光耦合器用作隔离高边栅极驱动信号，其最小共模抑制比必须为10V/μs。

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