光伏并网发电模拟装置

C2000参赛项目报告（命题组）

题 目： 光伏并网发电模拟装置

指导教师： 李武华 （讲师）

基于DSP TMS320F28027的光伏并网发电模拟装置

顾云杰 禹红斌

（浙江大学电气工程学院 邮编310027）

摘要：本装置采用TMS320F28027为控制核心，实现了模拟光伏并网系统的功能，具有最大功率追踪（MPPT），输出电压与给定参考电压频率、相位同步，欠压、过流保护，欠压保护的自动恢复等功能，且具有LCD屏幕显示，界面友好。本装置主电路拓扑采用全桥逆变电路，采用倍频SPWM调制方式，MPPT采用恒定输入电压法实现，相位跟踪使用软件锁相实现。本装置性能良好，其中MPPT跟踪时输入电压相对偏差的绝对值小于0.7%，频率跟踪相对误差小于0.09%，相位跟踪误差2°左右，输出波形THD小于2%，欠压保护动作电压25.02V，过流保护动作电流1.50A，效率达84%以上。

关键词：C2000，光伏并网，倍频SPWM，MPPT，PLL

Grid connected photovoltaic simulation system based on TMS320F28027

Guyunjie,yuhongibin

(College of Electrical Engineering, Zhejiang University)

Abstract:

This device uses TMS320F28027 as the control core. It realizes functions of MPPT, frequency and phase synchronization, under voltage and over current protection, under voltage recovery and so on. It displays its main information on the LCD screen, providing a good man-machine interface. The topology of the main circuit is full bridge inverter which is controlled by doubled frequency SPWM modulation. MPPT is realized with constant input voltage method. Phase tracking is realized with software PLL. The performance of this device is satisfying. The relative voltage error is less than 0.7% when doing MPPT. The relative frequency error is less than 0.09%. The phase error is approximately 2°. The THD of the output voltage is less than 2%. The action voltage of the under voltage protection is 25.02V. The action current of the over current protection is 15.0A. The efficiency of this device is over 84%.

Keywords:C2000, Photovoltaic grid connected inverter, doubled frequency SPWM, MPPT, PLL

1 引言

TI公司的C2000系列微控制器既具有DSP的高速运算性能，也具有MCU的界面管理能力。最近C2000系列推出的F2802x/F2803x Piccolo子系列控制器结构更加精简，工作频率能达到40MHz~60MHz，具有功能强大的EPWM模块，ADC模块和ECAP模块，性价比极高，非常适合在中小型电力电子系统中的应用。本文基于TMS320F28027微控制器设计了一个光伏并网模拟装置。该装置实现了MPPT和模拟并网功能，且具有良好的界面，系统的各种状态在LCD中显示。 本文以下部分共分四个方面进行介绍：第2部分讲述系统方案，包括系统框图、主电路拓扑、SPWM调制方式、各种控制策略；第3部分讲述系统硬件设计；第4部分讲述系统软件设计；第5部分给出了系统的测试结果。

2 系统方案

光伏并网模拟装置主要由DC-AC变换电路、驱动电路、电压、电流调理电路、

TMS320F28027控制单元、显示电路等组成。系统结构框图如图2.1所示。

模拟光伏电池 DC-AC逆变器 模拟并网输出 输入电压采样 系统状态显示 欠压过流保护 SPWM波驱动输出电压 电感电流采样 TMS320F28027 控制单元 Uref频率相位采样前处理 图2.1 光伏并网模拟装置结构框图

2.1 主电路拓扑结构

逆变主电路拓扑选择全桥逆变结构，如图2.2所示，全桥逆变电路是逆变器中得到最广泛应用的拓扑形式，其器件承受的电压较低（理论上与电源电压一致），控制灵活，在自换流或者负载换流模式下都可以工作，不依赖变压器参与逆变，非常适用于本系统。

S1CinS3LfCfRLUdS2S4

图2.2 逆变拓扑

2.1.1 输出滤波器

输出滤波器采用LC滤波。参数计算[1]如下 （1）Lf参数

电感电流纹波最大值：

?iLmax?UdUd，由此可得Lf?，其中倍频之后等效开关频率fS=40kHz。关于

4?iLmaxfS4LffS等效开关频率的选择请见2.2节。 一般地，?iLmax应满足下式要求：

?iLmax?15%?2?Pomax，其中Pomax为逆变器最大输出功率，Uo为输出电压有效值。 Uo依题目要求，P Uo?15V，Ud?30V，得到?iLmax?0.4A，Lf?0.47mH。omax?30W，为降低THD，取Lf?2mH。 （2）Cf参数

根据LC截止频率确定滤波电容Cf的容值：

12?LC?fS100，Cf? 22104?fSLf得到Cf?0.79uF。为了抑制低次谐波，Cf一般取理论值的5～7倍左右。

取Cf?10uF。

2.1.2 输入解耦电容

由于本系统输出基本恒定的直流电流，而输出工频交变的交流电流，因此需要在直流输

入端Ud并联较大的解耦电容Cin。通过Cin不断吞吐电荷，维持Ud基本保持不变。由于Cin流过工频交流电流，因此Rs与Cin组成RC环节的时间常数应远大于工频。

11??50Hz?Cin???106uF

2?RsCin2?3.14?30?50选取Cin?4700uF。

2.2 SPWM调制方式

目前共有三种常用的SPWM调制方式可以应用于全桥逆变电路，即

A. 双极性调制

B. 单极性调制 C. 倍频调制

三者比较，倍频调制有明显的优势。首先倍频调制支持3种输出电平即Ud 、0和-Ud，同等开关频率下需要的滤波电感较小，且dv/dt较小，产生的EMI干扰和功率器件的电气应力较小。其次，倍频调制的输出电压频率是实际开关频率的两倍，更容易实现高频化。因此本设计采用倍频SPWM调制方式。

载波频率fC=20kHz ，等效开关频率fS=40kHz。

2.3 正弦指令值产生策略

SPWM调制方式需要控制器产生一个正弦指令与三角载波进行比较。通常用软件产生正弦指令值不外两种方法，即计算和查表。查表法占用CPU资源较少，速度快，本系统采用查表法。

?

图2.3

如图2.3所示，将一个标准正弦函数0?~90?均分成100等分，将每个等分线处的函数值制作成一张表，保存在一个数组内int sintab[101]。

程序中两个变量count和period分别表示当前输出波形的周期和相位，以载波周期TC

为单位。由此可以计算出对应表中的第几个点，即

n?400?count

period (2.1)

如果n?100，则可用三角函数诱导公式折算。折算方法如下：

ucmd?A?sintab[n],n?[0,100]ucmd?A?sintab[200?n],n?(100,200]ucmd??A?sintab[n?200],n?(200,300]ucmd??A?sintab[400?n],n?(300,400]其中ucmd表示计算得到的正弦指令值，A代表ucmd的幅度。A的作用将在2.6中具体阐述。 通过上述方法，实现了仅用少量的存储器资源和简单的计算，在载波频率不变的条件下得到不同频率正弦指令值的方法。这一方法支持较宽的输出频率范围，远远覆盖题目要求的45Hz～55Hz。

2.4 PLL（锁相环）控制策略

PLL（锁相环）的控制目标是保持控制器内部软件电压指令值ucmd与uref保持同频同相。考虑到uref频率变化相对缓慢，两个相邻周期之间不会有剧烈变化，因此PLL控制策略采用以下方法。

(2.2)

Cycle1Cycle2Cycle3Cycle4urefCycle1Cycle2Err2Err3Cycle3Err4ucmdErr1Cycle_2Cycle_3Cycle_4

图2.4

如图2.4所示，通过滞洄比较器将uref上升沿过零点采样后送入控制器（用图中第一行向上的箭头表示）。每当ucmd完成一个工频周期之后（用图中第二行向上的箭头表示），根据相位误差Err(n)和上一周期uref的周期Cycle(n)预测出下一周期uref的过零点，并计算出下一周期ucmd的周期Cycle_(n+1)。

Cycle_(n+1)= Cycle(n)-Err(n)

(2.3)

其中当ucmd超前uref时，Err(n)为正，反之为负。

图2.4中绘出了这一策略的示意图。

这一PLL策略改进了传统的“硬跟踪”方法，采用软跟踪的策略。所谓软跟踪，就是只有ucmd完成了一个周期而下一个周期刚刚开始的时候，改变ucmd的周期。由于周期开始的时候ucmd=0，这样就避免了因锁相而发生ucmd值的跳变，保持任一周期ucmd都是纯正的正弦波。同时，本策略能够保证在一个工频周期之内完成相位跟踪过程，具有很高的响应速度和频率稳定性。 2.5 逆变器控制环

逆变器控制的控制目标是使输出电压uo与控制器的指令值ucmd保持一致，相位误差?5?，且有良好的稳定性和较小的THD。 一般逆变器控制环可分为两类，即瞬时值控制和平均值控制。瞬时值控制又分别由以下两种方式：

A. 输出电压、电感电流双环控制 B. 输出电压单环控制

对于负载功率因素剧烈变化或者非线性负载的场合，还常常使用重复控制和预测控制等先进控制手段。

输出电压、电感电流双环瞬时值控制由于其较好的动态、稳态特性，得到了最为广泛的应用。

考虑到双环控制所需的精确采样输出电压和电感电流的电压、电流互感器成本较高，本系统采用电阻分压、电流互感器配合运算放大器分别采样输出电压和电感电流。经实际检验，噪声较大，应用于闭环控制时导致了输出电压的畸变。尤其在在正弦波型的波峰和波谷，采样时刻距离开关动作很近，收到干扰更大，波形畸变明显。 权衡之后，我们最终采用如下逆变器控制策略：

若将控制器指令值ucmd直接与三角波进行比较，则由于输出滤波器的作用会使输出电压uo相位滞后于ucmd一个角度?，?大小与负载功率因素相关。若能检测出?，并使ucmd超前uref ?角，则uref正好与uo同相。

?与未经滤波的逆变器两桥臂中由图2.5所示的相量图可见，经过滤波后的输出电压Uo?相比，点间电压基波U滞后不多。经理论计算，容性负载（如题目要求，电容由两个220uFinv电解电容反向串联值，副边110uF，折算到原边440uF）下，只有5.7?，而阻性负载下只有

4.2?

?IC?UL?IL?Uinv???IR??Uo

图2.5

由于电阻分压配合运算放大器得到的输出电压叠加了很大噪声，很难将这一相位差准确测

?与U?的相位差??则较大，可以通过测量??，通过相量图间接计算出?。量。但电感电流I Linv应用这一方法，可以使负载特性在较大范围内变化时仍能满足uref与 uo相位差很小。 2.6 死区时间及其补偿

PS1MLfS2NiL

图2.6

如图2.6所示的逆变桥臂，为避免桥臂短路直通，通常在桥臂上下管驱动中加入一定的死区时间，如图2.7中阴影所示。但是加入死区时间后会使SPWM波形发生畸变，分析如下。

在图2.6中，假设电感电流方向如图中箭头所示。S1向S2换流时，一旦S1关断，则S2

的续流二极管自动导通，死区时间对波形没有影响。但由S2向S1换流时，S2关断后电流仍从S2的续流二极管流过，桥臂中点的电压uMN保持为0，直到S1开通。这样就使得桥臂输出电压相对于期望有所跌落。电感电流反向时，同样的分析可知死区将导致桥臂输出电压抬高。这样，由于死区的影响，会在桥臂输出波形上引入一个畸变，如图2.8所示。由于这一畸变的频率较低，输出滤波器无法完全滤除。

SPWM控制波形S1门极驱动波形S2门极驱动波形Ud桥臂中点电压波形0

图2.7

图2.8

为减小THD，可对使用软件的方法对死区时间造成的影响进行补偿。方法也很简单，即检测电感电流，如果大于0，则将SPWM调制波在原有基础上抬高一点，如果小于0，则将SPWM调制波在原有基础上降低一点。经检验，效果良好。 2.7 MPPT控制策略

一般光伏系统常用的MPPT策略有扰动观察法、电导增量法和开路电压比例系数法。题目要求本系统采用开路电压法，控制目标为Ud=Us/2。 通过调整式(2.2)中的A，可以实现对Ud的控制，分析如下。

首先，由于直流输入测有较大的解耦电容，在一个工频周期内Ud可以视为不变。 逆变器桥臂中点之间输出基波电压

uinv1?AUdsin(?t)

(2.4)

在工频下，滤波电感的阻抗|j?L|?0.6?，远小于等效负载阻抗RLe?RL/4?10?，

因此负载阻抗角?L?0，逆变器输出功率

Pinvout(AUd)2 ?2RLe (2.5)

另一方面，逆变器输入功率

Pinvin?UdId

(2.6)

忽略逆变器中开关及磁性元件的损耗，有

Pinvin?Pinvout

所以

(2.7)

(AUd)2A2Ud UdId??Id?2RLe2RLe根据基尔霍夫电流定律，

(2.8)

Id?可得

US?UddUd ?CSRSdt (2.9)

A2UdUS?UddUddUdUSA21 ??CS?Ud?Ud?CS?2RLeRSdt2RLeRSdtRS(2.10)

A作为输入，Ud作为输出，可见这是一个非线性的控制系统。下面对此系统进行小信号线

性化处理。 记A2?na，

Rs512?r?[,]（参见题目要求，Rs、RL的范围）并整理，上式可重写为 2RLe35dUd dt

(2.11)

Us?Ud?rUdna?CsRs记

na?na0??na，Ud?Ud0??Ud

其中na0? (2.12)

U1，Ud0?s。 r2

(2.13)

带入并化简，忽略二阶小量，有

?rUsd?Ud?na?2?Ud?CsRs 2dt可见?na作为输入，?Ud作为输出，得到了一个小信号线性系统模型。由此可以画出控制环。

逆变器的MPPT策略与DC-DC电路不同，为保证输出波形的正弦度，只能A的值只能每工频周期调整一次，保证一个周期内输出波形为正弦。由此引入了一个工频周期的滞后。设计控制环时须对此作出考虑。

下图中，Go是由式(2.13)微分方程所确定的系统，Gc为补偿环节。1/z用来模拟软件闭环造成的一个采样周期的延迟。加入-1环节是为了抵消Go中的负号，构成负反馈。Ud值经AD采样后，与控制器内部设定的指令值Udcmd进行比较，得到误差后经过补偿环节，得到na经Go得到Ud，实现以Ud为目标的闭环控制。

error-1Gain0.001s+0.02sGc1nazUnit Delay-300.1584s+2GoUdUdcmdScope62.06Gain1

图2.9

画出该系统的环路传递函数的bode图如下：

Bode Diagram40System: sysoFrequency (rad/sec): 15.1Magnitude (dB): -0.0442Magnitude (dB)Phase (deg)200-20-40-90-95-100-10510010110Frequency (rad/sec)2103

图2.10

并考虑延迟造成的相位滞后?T?20*0.02?0.4?24，相位裕量至少有50，稳定性良好。

??下文所示的实际测试表明，效果很好。 2.8 欠压、过流保护及自动恢复策略

为避免额外的硬件成本，本系统保护功能通过软件实现。当检测到电路满足保护条件时，关断所有开关管的门极控制信号。

欠压检测和保护较为简单，此处不赘述。 过流保护的条件为输出电流有效值Io=1.5?0.2A。根据2.5中图2.5所示相量图，阻性负载时，滤波电容的电纳

1??j318?其绝对值远大于折算到原边的负载电阻RLe?10，j?C

因此iL?iR。为了避免额外的输出电流采样元件，本系统就以iL作为过流保护的判断依据。 检测是否需要过流保护，可以检测电流的峰值、平均值和有效值。峰值检测不够精确，有效值检测稍显复杂，本系统采用平均值检测。每个载波周期采样一次电流，并将其绝对值累加，每个工频周期求一次平均值，如果大于1.5?2?2?2??2.7A，则判断发生过流，执行保

护程序。

欠压保护的自动恢复较为简单，检测到Ud上升到一定值时，即可认为故障排除，逆变器重新开始工作。过流保护的自动恢复需要使用软启动，较为复杂，未能实现。

3 系统硬件设计

系统硬件由以下四个部分组成：全桥逆变电路，开关管驱动电路，电压、电流信号调理电路，显示电路。下面分别介绍。

3.1全桥逆变电路

逆变电路拓扑选择全桥电路，使用双极性SPWM进行控制，输出正弦波形。全桥逆变电路如图3.1 所示，由两个功率MOSFET组成的桥臂加上一个LC滤波器组成。

图3.1 全桥逆变电路

在小功率场合，功率MOSFET以其更快的开关速度和更小的通态损耗而受到青睐。本系统即采用功率MOSFET作为全桥逆变电路的功率开关。

逆变桥每个MOSFET承受的最大电压理论上为电源电压，考虑到硬开关过程不可避免的电压过冲，需要留一定裕量，取1.5倍电源电压，即

1.5US?90V

题目要求过流保护点Io=1.5?0.2A，此时开关管流过最大电流约为

1.5?2?2?4.24A

根据上述条件，并尽量减小通态损耗和成本，我们选择了IRF540，IRF540的源漏极击穿电压为100V，源漏极可流过最大电流28A（Tc=25℃），符合要求，且通态电阻只有0.077Ω，导通损耗很小。滤波电感采用环形铁硅铝磁芯绕制。 3.2开关管驱动电路

功率MOSFET的驱动电路选用IR公司的芯片IR2110，电路如图3.2所示。相比与用分立元件搭的驱动电路，选用IR2110芯片构成的驱动电路外围电路简单，可以驱动一个桥臂上下两个功率MOSFET，可靠性高。

图3.2 开关管驱动电路

3.3电压、电流信号调理电路

输出交流电压调理电路如图3.3所示，用两片LF353运放组成了一个仪用放大器，将经分压电阻网络采样过来的交流电压放大，偏置后送入DSP的AD口。

图3.3 输出交流电压调理电路

电感电流调理电路如图3.4所示。电感电流先由电流互感器转换为电压信号，然后经过该电路放大，偏置后送入DSP的AD口。

图3.4 电感电流调理电路

参考正弦波整形电路如图3.5所示，该电路将参考正弦波整成方波，然后送给DSP的eCAP模块用来实现同频同相算法。

图3.5 参考正弦波整形电路

3.4显示电路

采用液晶将装置的运行状态（正常工作，过流，欠压）、输入电压幅度和输出波形频率显示出来。DSP与液晶模块间使用SPI进行通信。

开始4系统软件设计

系统初始化本系统采用TMS320F28027作为控制器，共使用两个中断源

A. EPWM1INT B. ADCINT1

EPWM1INT中断请求在EPWM1三角载波过零时由EPWM1发出，ADCINT1是通过在EPWM1三角载波最高点时自动向ADC发出SOC请求，ADC转换结束后发出的ADCINT1。时间上错开25us，保证两中断不相冲突。

主程序和中断服务程序流程见图4.1和图4.2。

功率电源是否上电是否测量US开启EPWM TB/全局中断使能等待中断/LCD显示图4.1主程序流程EPWM1 INT 中中中中ucmd中中中中count ++中中中中中中中中中中count=0中中中中中中中ucmduref中中中中count_ref ++uref 中中中中中中中count_ref =0count=0中 ?中MPPTPLL中中EPWM1中中中中中中中中ADC INT1 中中中中iL中中中中count_il++iL 中中中中中中中count_il=0中count=0 ?中中中ucmd中iL中中中??中中ucmd中uo中中中?中中ucmd中中uref中中中中中中中中中中中iL中中中中中中中 >i中L中中中中中中中中中中中中中中中中Ud中中中中U <中中d中中中中中中中中中ADCINT1中中中中中中中中4.2

图5测试方案与测试结果

按题目要求进行测试，并将量化的测试结果汇总到表5.1。详细的测试方案及波形请见5.2节。

表5.1 系统测试结果

序号 测试项目 RL=30Ω时，测量RS=30Ω和RS=36Ω时的Ud，分别记为Ud1和Ud2 RS=30Ω时，测量RL=30Ω和RL=36Ω时的Ud，分别记为Ud1和Ud2 测试结果 US=57.6 V Ud1=28.9 V，Ud2=29.0V US=57.6 V Ud1=28.9 V，Ud2=28.9V fF=44.96Hz fF=50.04Hz fF=55.03Hz Uo1= 11.34 V Io1= 1.94 A Ud= 29.1 V Id= 0.88 A ?= 84 % THD <2% (1) 最大功率点跟踪功 能 (2) fREF=45Hz 频率跟踪功能：RS=RL=30Ω时，测fREF=50Hz 量不同fREF下的fF fREF=55Hz RS=RL=30Ω时，测量效率： ?≥60%满分，每降低1%扣1分 RS=RL=30Ω时，测量uo的失真度：THD ≤5%满分，每增加1%扣1分 欠压保护 过流保护功能 相位跟踪功能：RS=RL=30Ω时，测uF与uREF的相位差?? 自动恢复功能 其他 测量不同fREF下的?? 测量容性负载下的?? (3) (4) (5) (6) 欠压保护功能：有； 动作电压Ud（th）=25.02V 过流保护功能：有； 动作电流Io（th）=15.0A 约2° 约2° 欠压保护有自动恢复功能 输入电压、输出频率以及工作状态（正常、欠压、过流）LCD显示 (7) (8) (9) 5.1测试仪器

示波器 TEKTRONIS TDS3012B 直流辅助电源 QJ-3003S 功率直流稳压电源 DF1731 万用表 FLUKE 15B 信号发生器 AGILENT 33120A 定制工频变压器 1:10:20 50W

功率负载 30W/30?~36?

本报告中所有波形及相关数据均为TEKTRONIS TDS3012B示波器获取的波形数据导入wavestar软件分析处理的结果。波形电压和时间坐标的单位标注于波形的左下角。测试装置照片见图5.1。

图5.1

5.2 测试方案及结果

下面具体描述测试方案和结果。 5.2.1 MPPT功能测试

稳态数值见表5.1。图5.2和图5.3展示了MPPT的瞬态过程。

图5.2为系统启动时Ud从US向US/2调整的过度过程。RS=RL=30Ω。从图中可以读出瞬态响应时间约200ms。

图5.2

图5.3为RS =30Ω，RL从36Ω突变到18Ω时Ud的瞬态响应。从图中可以读出瞬态响应时间约100ms。

图5.3

5.2.2 频率跟踪测试

RL = RS =30Ω条件下，uref频率分别设置为45Hz、50Hz和55Hz，示波器测试uo波形，分别如图5.4、图5.5和图5.6所示。可见频率稳定度良好。使用wavestar软件分析波形的频率，结果记录在表5.1中。可见频率误差不超过0.09%。

图5.4

图5.5

图5.6

5.2.3 相位跟踪测试

条件同上，示波器双踪测量uref和uF波形。

图5.7、5.8和5.9给出了RL = RS =30Ω条件下，uref分别为45Hz、50Hz和55Hz时对应的uref和uF的波形。其中蓝色波形为uref ，黄色波形为uF ，可见相位跟踪功能良好。

图5.10、5.11和5.12是对应的过零点处放大波形。平均相位差不超过2°。开关电路在引线上造成了较大的干扰，因此波形毛刺很多，属于正常现象。

图5.7

图5.8

图5.9

图5.10

图5.11

图5.12

图5.13、5.14和5.15给出了RL = RS =30Ω，RL两端按题目要求并联反向串联的220uF电解电容条件下，uref分别为45Hz、50Hz和55Hz时对应的uref和uF的波形。其中蓝色波形为uref ，黄色波形为uF 。可见容性负载下相位跟踪功能良好。

图5.16、5.17和5.18是对应的过零点处放大波形。由此可见容性负载下平均相位差不超过2°。

开关电路在引线上造成了较大的干扰，因此波形毛刺很多，属于正常现象。

图5.13

图5.14

图5.15

图5.16

图5.17

图5.18

图5.19给出了uref从55突变到45Hz时uref和uo的波形，展示了相位跟踪过程。图中A点出uref频率发生突变，B点完成跟踪过程，整个响应时间不超过4个周期。 如果频率突变范围较小（<2Hz），则只要2个周期即可完全跟踪上。

AB 图5.19

5.2.4 输出电压THD测试

将5.2.2节中图5.4、5.5和5.6对应的波形数据导入wavestar，分析显示THD分别为1.87%、1.81%和1.78%。可见输出电压THD小于2%。 5.2.5 效率测试

分别测量Uo1、 Io1、Ud和 Id，计算效率?=

Uo1Io1，结果见表5.1 UdId5.2.6 过流、欠压保护测试

RS =30Ω，RL缓慢减小，直至装置发生过流保护，同时监测Io，测得过流保护点Io=1.50A； RS = RL =30Ω，US缓慢减小，直至装置发生欠压保护，同时监测Ud，测得欠压保护点Ud=25.02V。 5.2.7 LCD显示

图5.18是装置正常工作时拍摄的照片。LCD上显示了装置的工作状态、输入电压和输出频率。

图5.18

5.3 测试结果分析

本装置实现了题目要求的大部分功能，只有过流保护的自动恢复功能未能实现。

参考文献:

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本文来源：https://www.bwwdw.com/article/osrp.html