力反馈式加速度计再平衡回路的信号处理系统 - 图文

毕业设计（论文）说明书

学 院 精密仪器与光电子工程学院 专 业 测控技术与仪器 年 级 2006 姓 名 寇科 指导教师 李醒飞

2010年 6 月 20 日

毕业设计（论文）任务书

题目：石英挠性加速度计力反馈回路的设计与制作

学生姓名 寇科 学院名称 精密仪器与光电子工程学院 专 业 测控技术与仪器 学 号 3006202041 指导教师 李醒飞 职 称 教授

一、原始依据

1.工作基础：

本课题是《全数字化加速度计再平衡回路技术研究》的一部分。目前多数石英挠性加速度计的表头都已经集成了力反馈加矩系统，所以本课题的任务就是利用精密采样电阻从加速度计的表头中采到信号电流并且转化成电压信号，再以高精度模数转换器和DSP为基础设计一个信号处理电路，把加速度信号输入到计算机中，在Labview软件中显示出来。

2.研究条件：

随着电子产业的发展，尤其是数字集成电路的日新月异，特别是自20世纪80年代初期DSP芯片的诞生和高精度模数转换芯片的发明，使得设计高精度的数字信号处理电路成为了可能。Labview等窗口化的变成软件的开发也为信号读取，显示，比对提供了方便。实验室又具有丰富惯性导航的研究经验和相关配套的开发系统，为该项目的研究提供了可靠的保障。

3.应用环境：

该数据采集系统是加速度计的一部分，作为惯性导航系统的核心元件，加速度计安装在运动载体中，在航天，航空，航海领域有着广泛的应用。只要能够准确的测量运载体的加速度，通过一次积分可以得到运载体的速度，二次积分可以得到运载体的位移，进而得到运动物体的轨迹，它的精度是影响导航系统性能的主要因素。

4.工作目的：

课题的主要研究目的是为石英挠性加速度计设计相配套的信号处理和显示电路，并且通过实验调试使系统能够正确的敏感并处理最小5×10-6g的加速度输出信号，达到0—20g的测量范围。

二、参考文献

[1] 胡红革．硅挠性伺服加速度计设计[D]．四川：中物理院电子工程研究所，2001 [2] 陈浩．基于ARM的石英挠性加速度计采集处理系统设计[D]．哈尔滨工程大学，2007

[3] 黄颖．动力调谐陀螺仪数字再平衡回路的设计与实现[D]．哈尔滨工程大学， 2007

[4] Sangkyung Sung，Jang Gyu Lee，Taesam Kang．Design of force rebalance loop for silicon accelerometer using parametric robust control technique[J]．Transactions of the Korean Institute of Electrical Engineers，2000，49(3)：124-32

[5] Woo Seong Chen and Jun Ho Oh．Development of force balance accelerometer with high accu100racy for precision motion measurement[J]．Meas. sci.

Technol.7(1996)：1001-1011

[6] 胡少青 张春熹 杜新政．应用高分辨率AD和DSP实现的加速度计并行数据采集系统[J]．电子测量与仪器学报，2002，16(3)：13-22

[7] 雷立铭，刘艳梅．大量程石英加速度计二元调宽再平衡回路的设计与应用[J]．中国惯性技术学报，2002，10(1)，51-54 [8] 李灵华，何丽君．24位高带宽A一Σ模／数转换器ADS1271的原理及应用[J]．现代电子技术，2007，16：4-6

[9] 王波．液浮摆式加速度计测试系统的研究[D]．哈尔滨工业大学，2006 [10]刘俊，石云波，李杰，微惯性技术，北京：电子工业出版社，2005 [11]秦永元，惯性导航，北京：科学出版社，2006.5

[12]何铁春，周世勤，惯性导航加速度计，北京：国防工业出版社，1983.11 [13]朱家海主编，惯性导航，北京：国防工业出版社，2008.9 [14]陆元九主编，惯性器件（下），北京：中国宇航出版社，1993.11

[15]吴本寿，万德钧，周百令，国外动调陀螺仪再平衡技术的发展，中国惯性技术学报，1996，4(2)：52~57

三、设计（研究）内容和要求

1.设计内容：

课题的主要研究目的是为石英挠性加速度计设计相配套的信号处理和显示电路，并且通过实验调试使系统能够正确的敏感并处理最小5×10-6g的加速度输出信号，达到0—20g的测量范围。以模数转换器ADS1271和DSP芯片TMS320F2808为基础，设计信号处理和显示系统，并根据系统要求编写相应的数据采集程序和简单的数据处理算法。 2.主要指标：该数据采集系统应能够准确、稳定地测量的加速度计产生的5×10-6g 微弱信号，实现0-20g的量程，并具有良好的动态性能。 3.具体要求：

理解石英挠性加速度计的工作原理，掌握力反馈系统的基本原理； 掌握本课题信号处理系统的原理、构成以及应注意的事项； 掌握DSP芯片，AD转换芯片的结构，特点以及应用； 深刻理解数字电路和模拟电路的区别；

熟悉简单的数据采集和数字处理算法的编写； 掌握SPI总线以及RS232串口的使用方法；

融会贯通所学知识，掌握protel DXP，CCS，Labview等工具软件的使用； 翻译英文文献5000字以上；毕业论文20000 字以上。

指导教师（签字）

2010年 月 日

审题小组组长（签字）

2010年 月 日

天津大学本科生毕业设计（论文）开题报告

课题名称 石英挠性加速度计力反馈回路的设计与制作 学院名称 精仪 学生姓名 寇科 专业名称 测控技术与仪器 指导教师 李醒飞 1.课题的来源及意义 惯性导航是二十世纪初才发展起来的一种导航方法，是先进的科学技术之一，也是唯一一种不需要外界信息的自主式导航系统，它通过系统自身的加速度敏感元件—加速度计，测量载体的运动加速度，如果初始条件已知，那么对此加速度进行一次积分就可得到载体的运动速度，再积分一次就可得到载体的位置，这种多用途、高精度、独立自主的导航方式在军事和民用上有着极为广泛的应用需，因此如何处理加速度计表头输出的信号也显得至关重要，本课题也是在这个背景下提出的，通过对加速度计表头输出电流信号的处理，实现加速度值在计算机上的显示。 2.国内外发展状况 六十年代末，美国森德斯坦德数据控制公司（SDC）研制出了一种以整石英挠性摆片为基础的Q-Flex型石英挠性加速度计。之后二十年相继推出了QA-1200和QA-1400等系列加速度计。 九十年代初，森德斯坦德公司在QA-2000的基础上推出了目前国际上水平最高的QA-3000系列加速度计。我国自1979年开始研制石英挠性加速度计，起步晚，且由于石英加速度计在惯导等技术上的重要作用，因此被美国列为对我国的禁运技术，所以目前国内的石英挠性加速度计主要是仿制国外的产品，在技术上鲜有创新。但是随着我国专家和工程师的不懈努力，加速度计在经历了近二十年的发展后，在原理、工艺、测试等方面也已趋于完善。现在的研究发展方向主要是：用于精确制导的导航定位系统，和用于测试大加速度的炮弹引信方面。前者要求高灵敏度，而后者要求较大的测量范围。目前国内和国外的加速度计表头多数都已经集成了力反馈加矩系统，因此如何把表头的输出电流信号引出来并加以处理和显示就成了一个关键的问题。 3.研究目标与研究内容 目标：为石英挠性加速度计表头的输出电流信号提供一个信号处理电路，然后通过Labview软件在计算机上显示出来。 内容：以模数转换器和DSP为基础设计加速度计信号的处理和显示电路，并编写相应的程序。 拟解决问题：微弱信号的抗干扰处理;DSP的高速，高精度的数据处理的实现； DSP与计算机的接口设置。 4.课题进度安排 2010.3.1——2010.3.22搜集资料，查阅资料，完成开题报告；

2010.3.23——2010.4.12熟悉资料，研究加速度计及其信号处理系统的 基本原理和所用芯片的相关资料； 2010.4.13——2010.5.7设计并搭建加速度计的信号处理电路； 2010.5.8——2010.5.31 编写相关程序并调试系统； 2010.6.1——2010.6.20 总结整体工作情况撰写毕业设计论文，进行毕 业答辩。 5.已具备的实验条件 和该课题有关的研究条件有： 1)DSP芯片开发系统； 2)数字电路开发模拟系统； 3)加速度计测试平台(离心机)； 6.参考文献 [1] 胡红革．硅挠性伺服加速度计设计[D]．四川：中物理院电子工程研究所，2001 [2] 陈浩．基于ARM的石英挠性加速度计采集处理系统设计[D]．哈尔滨工程大学，2007 [3] 黄颖．动力调谐陀螺仪数字再平衡回路的设计与实现[D]．哈尔滨工程大学， 2007 [4] Sangkyung Sung，Jang Gyu Lee，Taesam Kang．Design of force rebalance loop for silicon accelerometer using parametric robust control technique[J]．Transactions of the Korean Institute of Electrical Engineers，2000，49(3)：124-32 [5] Woo Seong Chen and Jun Ho Oh．Development of force balance accelerometer with high accu100racy for precision motion measurement[J]．Meas. sci. Technol.7(1996)：1001-1011 [6] 胡少青 张春熹 杜新政．应用高分辨率AD和DSP实现的加速度计并行数据采集系统[J]．电子测量与仪器学报，2002，16(3)：13-22 [7] 雷立铭，刘艳梅．大量程石英加速度计二元调宽再平衡回路的设计与应用[J]．中国惯性技术学报，2002，10(1)，51-54 [8] 李灵华，何丽君．24位高带宽Δ—Σ模／数转换器ADS1271的原理及应用 [9] 王波．液浮摆式加速度计测试系统的研究[D]．哈尔滨工业大学，2006 [10]厚泽，加速度计全数字力反馈回路设计，哈尔滨工程大学，2007 选题是否合适： 是□ 否□ 课题能否实现： 能□ 不能□ 指导教师（签字） 2010年 月 日 选题是否合适： 是□ 否□ 课题能否实现： 能□ 不能□ 审题小组组长（签字） 2010年 月 日

摘 要

加速度计是惯性导航系统中的重要元器件，在国防工业、航天航空、民用工业等领域都有广泛的应用。本文针对内部含有力反馈回路的加速度计表头来设计一套信号处理的系统，该系统是由精密采样电阻、低通滤波器、差动放大器、模数转换器、DSP和LabVIEW界面构成，可以很方便地实现加速度计信号的处理和在PC机上的显示。具体所做的工作如下：

1，设计了信号处理电路并且给出了其各部分的设计原理和模块电路图。 2，在例程基础上改写了DSP程序，同时介绍了DSP及其开发工具CCS的

基本知识，SPI和SCI部分的编程思路，给出了流程图。

3，编写了LabVIEW程序，给出了LabVIEW，VISA串口编程的相关内容，

也给出了程序的流程图。

4，介绍了实验的基本原理和方法，给出了一组实验数据和结果。

关键字：加速度计；再平衡回路；低通滤波；差动放大；ADC；DSP；LabVIEW；

ABSTRACT

Accelerometer is the most important device in inertia navigation, and it has been applied widely to national defence, aviation and civil industry. In this paper, we discuss the design of a system which can amplify and then dispose the signal of a kind of accelerometers that have force rebalance loop inside. Precise sampling resistance , low-pass filter, differential amplifiers, ADC, DSP and LabVIEW interface are included in this system. With the help of the system, we are able to dispose the signal of accelerometer and display it in the computer easily. Specific work are as follows: 1, Design the circuit, and this paper presents the design principles and the module electric circuit drawings of the measuring and controlling circuit.

2, Rewrite the examples of DSP, and the paper introduces fundamental knowledge of DSP and CCS, program of SPI and SCI, flow diagram is included as well. 3, Write LabVIEW programs, then introduce relational knowledge of LabVIEW, VISA serial communication and flow diagram of this program is presented. 4, the paper introduces the principle of experiment , the way to make experiment, a serial of data and the results of this experiment.

Key words: accelerometer; rebalance loop; low-pass; differential amplification; ADC;

DSP; LabVIEW;

目 录

第一章 绪论................................................................................................... 1

1.1 课题背景 ............................................................................................... 1 1.2 石英挠性加速度计 ............................................................................ 1 1.3 国内外发展情况简介 ....................................................................... 3

第二章 信号处理电路............................................................................... 5

2.1 电路结构框图 ..................................................................................... 5 2.2 精密采样电阻 ..................................................................................... 5 2.3 电压跟随器 .......................................................................................... 5 2.4 低通滤波器 .......................................................................................... 6 2.5 差动放大器 .......................................................................................... 7 2.6 模数转换器 .......................................................................................... 7 2.7 DSP电源模块....................................................................................... 8 2.8 串口电路 ............................................................................................... 9

第三章 DSP程序 ................................................................................... 10

3.1 DSP介绍 .............................................................................................. 10 3.2 开发工具CCS简介 ...........................................................................11 3.3 SPI程序相关..................................................................................... 12 3.4 SCI程序相关..................................................................................... 12

第四章 LabVIEW程序 ......................................................................... 14

4.1 LabVIEW简介..................................................................................... 14 4.2 串口说明 ............................................................................................. 14

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4.3 LabVIEW程序说明 ........................................................................... 14

第五章 实验结果以及分析 ................................................................ 16

5.1 实验方法简介 ................................................................................... 16 5.2 实验结果 ............................................................................................. 17

第六章 总结 ................................................................................................... 18 参考文献........................................................................................................... 19 外文资料 中文资料 附录 致谢

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第一章 绪论

1.1 课题背景

惯性导航是利用惯性敏感元件测量载体相对于惯性空间的线运动和角运动参数，在给定的初始条件下，输出载体的姿态参数和导航定位信息的一种导航技术。它是一种自主性强、精度高、安全可靠的精密导航技术，在航空、航海及宇航技术领域有着广泛的应用。

加速度计是惯性导航和惯性制导的基本测量元件之一，它安装在弹、箭内部测量其加速度，并通过对加速度的积分，求其速度和位置，因此加速度计的性能和精度直接影响导航和制导系统的精度，加速度计是惯性导航的基础。随着现代化科学技术的发展，航空、航海和宇航技术对惯性导航的要求更加迫切，对导航系统的精度要求也越来越高，而惯性导航系统的精度主要取决于惯性元件的精度，即要想进一步提高导航系统的精度，必须研制高精度的精密加速度计。

种类繁多的加速度计有多种分类方法：按检测质量的运动方式可分为线位移加速度计和摆式加速度计；测量系统形式分，有开环式和闭环式两类；按输出信号分，有加速度计、积分加速度计和双重积分加速度计；测量的自由度分，有单轴、双轴、三轴加速度计；测量加速度的原理分，有压电、振弦、振梁、光学和摆式加速度计；按支承方式分，有液浮、挠性和静电加速度计；按精度等级可分为高精度(优于10-6g)加速度计、中等精度(10-3~10-4g)加速度计和低精度(低于10-2g)加速度计三类。由于加工方法的革新，又出现了新一类加速度计——微机械加速度计，就是应用微机电系统(MEMS)技术，在硅片上用特殊加工方法制造成的、体积非常小的测量加速度的传感器[1]。

目前在导航系统中常用的加速度计有宝石支撑摆式加速度计、气浮线性加速度计、液浮摆式加速度计、挠性摆式加速度计、振弦式加速度计、振梁式加速度计和摆式积分陀螺加速度表等。上述加速度计各有特点，可根据不同的需要选用不同的类型。而在本论文中主要研究的对象即为挠性摆式加速度计中的石英挠性加速度计。

1.2 石英挠性加速度计

石英挠性摆式加速度计是一种力平衡式加速度计，由表头组件和再平衡回路两部分组成，是惯性导航和制导系统中不可缺少的关键器件之一[2]，特别适合于低频、低g值的加速度测量，在运载火箭、导弹、军用飞机、舰船等导航与制导系统中有着广泛的应用。

当沿敏感轴方向有加速度作用时，摆片将偏离平衡位置并产生角位移，信号传感器检测这一变化，然后将信号输入放大器，放大器驱动力发生器，使检测质量恢复到平衡位置。加速度计的输出是流过力发生器与输入加速度成比例的电流[3]。 1、表头

表头由挠性支撑摆组件、力矩器、差动电容传感器、空气阻尼器组成[1]。检测质量是敏感惯性力测量加速度的关键部件，由石英动极板及装在极板中央的力矩器动线圈组成；差动电容传感器由固定于壳体的两个镀金膜板组成电容传感器的两个定极板并和接地的石英动极板组成；力矩器采用永磁动圈式力矩器，由两

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组对称E形磁路与动线圈组成，两个磁路相互独立，构成推挽式结构，可以互相补偿，提高其线性度，同时也大大提高了磁路的利用率和抗干扰性。

石英挠性加速度计结构简单、体积小、精度和灵敏度高、功耗小、易于小型化；人造石英稳定性好、弹性模量小、弹性后效应小、有利于提高仪表的稳定性和重复性；支撑摩擦力力矩为零、机械零位误差小；石英挠性加速度计的一个主要缺点就是标度因数的温度系数偏大，通常有+0.016%左右。 2、再平衡回路

敏感加速度的传感器在受到外来加速度作用时，会产生与加速度成正比的电信号[2]。通常这个电信号（直流或交流）是极其微弱的，无法直接加载到力矩器线圈上以提供足够大的平衡力矩，这就需要在传感器和力矩器之间设计再平衡回路或者称为伺服放大器。再平衡回路的主要作用有以下几点：1）把传感器敏感加速度所得的微弱电信号加以放大。2）给力矩器提供足够大的力矩电流，使加速度计获得再平衡力矩。3）为加速度系统提供合适的放大倍数和必要的校正网络，使系统正常工作并满足一定的静态和动态性能指标。再平衡回路由信号传感器、伺服放大器和力矩器组成[4]。

再平衡回路由信号传感器、伺服放大器和力矩器组成，如图2所示。

表头aP+Ma石英摆片-θ角度传感器U放大器IMt力矩器采样电阻V信号处理我做的工作

图1-1 再平衡回路原理框图

当加速度计的输入轴方向有加速度a作用时，摆组件敏感到惯性力后将发生微小偏转，引起差动电容传感器的电容量发生变化，伺服电路检测这一变化并换成比例反馈电流，通过接线柱输给力矩线圈，使其在永久磁场的作用下，产生一

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电磁力与摆组件的惯性力精确平衡，使检测质量摆回到原来的平衡位置。此时，流过力矩器的电流精确反映被测加速度。在力平衡状态下有：

Pai?KTI

I?PKT （1）

ai?K1ai （2）

P：摆性；KT：力矩器系数；I：力矩器电流；K1：标度因数

加速度再平衡回路可分为模拟和数字两种再平衡回路，二者在各种惯性系统中都有广泛的应用。模拟式再平衡回路，即流经力矩器的电流是连续变化的直流量。脉冲再平衡回路，即力矩器施加幅值恒定的电流，将载体的运动信息调制在电流的方向和持续时间上[5]。

相对于模拟回路，数字化回路的特点是：

1）更高的稳定性能。这是数字电路最大的优点,数字量在传输过程中远比模拟量所受的干扰小。与模拟电路相比，数字电路的高抗干扰能力也就决定了其高可靠性，另外加入了实时控制的操作系统，根据不同的情况进行实时控制，使得回路更加稳定可靠，而这在导航系统中是至关重要的[6]。

2）更高的精度。模拟回路中所用的模拟器件的非线性误差和量化误差将直接造成精度的下降。而数字再平衡回路直接将敏感元件的输出信号转化为高精度的数字信号，直接向上位机输出载体运动的数字信息，避免了再次转换和传输造成的误差；而且可以方便的将信号细分，实现高精度的输出。

3）更高通用性和升级性。对于模拟再平衡回路网络，一旦型号定型，如需要调整与修改线路参数需要重新对其进行设计生产，系统的通用性和升级性不强。而再平衡回路数字化的实现，可以灵活的优化调整线路参数，线路的型号通用性强，转型快。 随着硬件技术的发展，更换精度更高的A/D、D/A转换板后，可以顺利地提高系统整体精度水平，完全不需要重新对线路进行设计，升级性极强。

4）软硬件结合。数字再平衡回路中，模拟的解调网络和校正网络采用数字化实现，经采样得到的陀螺偏角信号经过数字控制器运算处理，可以采用多种数字校正和控制算法以提高系统的鲁棒性及动态响应特性，可随时对线路的参数进行调整。

本课题中所采用的表头是北斗神舟测控仪器提供的石英挠性加速度计表头，其内部集成了再平衡力反馈回路，输出是流经力反馈回路的一个微小电流，这个课题的设计任务就是把这个电流信号取出经过测控电路的处理，然后在上位机上分析求得加速度计的模型方程，并显示出表头测得的加速度值。

1.3 国内外发展情况简介

石英挠性加速度计是由森德斯坦数据控制公司(SDC)于六十年代首先研制出来的，随着石英加速度计研制工作的深入和应用范围的扩大，新的品种系列不断推出。八十年代初和九十年代初，该公司相继推出性能更为优异的QA-2000

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和QA-3000系列加速度计。QA-2000吸收和继承了以前的成熟技术，针对惯导系统的特殊要求，进行了许多改进，因此其重复性更好、稳定性更高、阀值与分辨率均小于10-6g，QA-3000系列的加速度计是在QA-2000系列的基础上，经过十年的改进提高而发展起来的。这是一种高性能、低成本的惯导级加速度计，是精密惯性导航系统的理想仪表。这种加速度计可用于一般的振动测量，如桥梁、大型构件、大型旋转机械、精密机械、电梯、船舶、飞机、堤坝、建筑等方面的振动测量，另外还可用于惯性导航、地震测量及钻井倾斜测量等。

八十年代初，我国开始研制石英挠性加速度计。航天三院三十三所、航天八院八零三所、航天十院十三所和十六所、华北航天学院、清华大学、哈尔滨工程大学、西北工业大学和哈尔滨工业大学相继开始了这方面研制工作[7]。目前，我国的石英加速度计与国外先进水平相比，精度低约1至2个数量级。

航天科工集团第三研究院33所研制的石英挠性加速度计是融机电结构和伺服电子线路于一体的小型加速度计。其特点是整体熔融石英摆片，双挠性摆支撑系统，检测质量的动电容器极板提供压膜气体阻尼和差动电容位置检测；再平衡力矩由双永磁音圈式系统提供；混合集成电路体积很小，直接“贴”在表头上；电子线路为高输出阻抗形式，允许很宽的读出电阻范围，且滤波不影响回路的稳定性；当要求高性能时，可以使用偏值和刻度系数温度模型。每个仪表均具有自测试功能，其电流力矩自测试功能使得可用简单的电模拟方法产生一个相当于加速度力的作用。用户可以用这种方法验证仪表是否能正常工作，测量其动态特性、量程及线性度等性能[8]。

此外，三十三所生产的JN-06G型加速度计具有很高的稳定度，它己成功地用于卫星微重力测量系统和高精度定位定向系统，为卫星、飞船、飞机等提供高精度的比力信息。JN-06B (F)能承受较大冲击，耐恶劣环境，主要应用于石油钻井工业的随钻测量系统和连续测量系统。JN-06D的特点是具有40g的量程，用于多种型号的捷联惯导系统。JN-10 (A)的特点是体积小、质量轻(38克)，能在较高的环境温度下稳定工作，现已用在小型的平台惯导系统中。

加速度计的发展趋势是减小干扰力矩，提高热稳定性，改进结构材料，提高轴对准稳定性，标度因数稳定性，偏值稳定性，提高可靠性，降低成本，减小体积。为了改善仪表性能，采用新技术，如改进软导线结构，采用新的材料，改进温控线路。采用磁悬浮有利于提高标度因数稳定性及对准稳定性。加速度计主要沿以下两种途径发展：1，对现有常规加速度计的结构和元件进行改进，以提高仪表的特性。2，研制其他新型加速度计。总之，加速度计作为惯导系统的核心元件，集中了现代科技的一些精华。今后加速度计也必然在不断吸取新原理，新材料，新技术的基础上继续发展[1]。

目前国内和国外的加速度计表头多数都已经集成了力反馈加矩系统，因此如何把表头的输出电流信号引出来并加以处理和显示就成了一个关键的问题。

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第二章 信号处理电路

2.1 电路结构框图

信号处理电路是本课题的关键部分，其结构框图如下：

表头计算机精密采样电阻DSP跟随器ADC低通滤波器差动放大器 图2-1 信号处理电路框图

通过这样的信号处理电路，表头输出的微小电流信号被放大并且转化为数字信号，在DSP处理之后用串口传送给计算机来进行下一步处理。以下是对电路各部分的具体介绍。

2.2 精密采样电阻

由于加速度计的输出是一个微小的电流信号，不便于后续处理，因此采用

采样电阻把信号转化为电压信号。我们常用的色环电阻（如四环、五环）的碳膜电阻标100欧的不一定是100欧，可能是95欧，误差一般在5%，误差再小的也只能有1%，这在精密的电路中是不能应用的，所以就要用到精密采样电阻了，其精度可以达到百万分之几。本课题中使用的是51欧姆（RCK02A 020656 51RLS）的精密采样电阻，该产品因体积小、精度高、温度系数小、稳定性好、可靠性高等良好的电气特性而广泛用于航空、航天、航海的惯导配电控制、各类工业仪器、仪表精密测量系统中。

2.3 电压跟随器

电压跟随器，顾名思义，就是输出电压与输入电压是相同的，就是说，电压跟随器的电压放大倍数恒小于且接近1。 电压跟随器的显著特点就是，输入阻抗高，而输出阻抗低，一般来说，输入阻抗要达到几兆欧姆是很容易做到的。输出阻抗低，通常可以到几欧姆，甚至更低。在电路中，电压跟随器一般做缓冲级及隔离级。因为，电压放大器的输出阻抗一般比较高，通常在几千欧到几十千欧，如果后级的输入阻抗比较小，那么信号就会有相当的部分损耗在前级的输出电阻中。在这个时候，就需要电压跟随器来从中进行缓冲。起到承上启下的作用。应用电压跟随器的另外一个好处就是，提高了输入阻抗，这样，输入电容的容量可以大幅度减小，为应用高品质的电容提供了前提保证。电压跟随器的另外一个作用就是隔离，在HI-FI电路中，关于负反馈的争议已经很久了，其实，如果真的没有负反馈的作用，相信绝大多数的放大电路是不能很好的工作的。但是由于引入了大环路负反馈电路，扬声器的反电动势就会通过反馈电路，与输入信号叠加。造成音质模糊，清晰度下降，所以，有一部分功放的末级采用了无大环路负反馈的电路，试图通过断开负反馈回路来消除大环路负反馈的带来的弊端。但是，由于放大器的末级的工作电流变化很大，其失真度很难保证。在这里，电压跟随器的作用正好达到应用，把电路置于前级和功放之间，可以切断扬声器的反电动势对前级的干扰作用，使音质的清晰度得到大幅度提高[9]。

本课题中为了提高系统的带负载能力和起到阻抗隔离效果，在电压信号得到

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之后即采用了电压跟随器。本课题采用了双运放TL082，TL082具有低能耗，高输入阻

图2-2 跟随器电路图

抗，低输入偏差，输出短路保护等特点，完全满足这个电路的要求。具体连接如图2所示。采样所得电压信号从3脚输入，1脚输出。

2.4 低通滤波器

低通滤波器容许低频信号通过, 但减弱(或减少)频率高于截止频率的信号的通过。对于不同滤波器而言,每个频率的信号的减弱程度不同。当使用在音频应用时,它有时被称为高频剪切滤波器, 或高音消除滤波器。低通滤波器概念有许多不同的形式，其中包括电子线路，如音频设备中使用的hiss 滤波器、平滑数据的数字算法、音障、图像模糊处理等等。低通滤波器在信号处理中的作用是滤除高频干扰的影响，这等同于其它领域如金融领域中移动平均数所起的作用[10]。

本课题中，表头置于一个固定位置时，加速度值应该基本恒定，转化后得电压值也应该是变化很小的。但是由于温度和振动等因素的影响，电压信号中还有高频的噪声信号，严重干扰后续测量，所以在跟随器后设计一个低通滤波器。本课题采用了滤波器芯片UAF42，高通和带通部分不使用，故用1.43M的大电阻接入，芯片内部的电阻电容和芯片外部的电阻电容一起构成二阶低通滤波器。

图2-3 低通滤波器电路图

ALP?ns22其传递函数是：,H(s)??s?nQ ALP对应通带增益，1??n2Q对应阻尼系数。

以3db截止频率为100Hz来设计其他参数。

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2.5 差动放大器

差分放大器是基本放大电路之一，由于它具有抑制共模干扰的优异性能，因此得到广泛的应用，并成为集成电路中重要的基本单元电路，常作为集成运算放大器的输入级。对差分放大器来说，其放大的信号分为两种：一种是差模信号，这是需要放大的有用的信号，这种信号在放大器的双端输入时呈现大小相等，极性相反的特性；另一种是共模信号，这是要尽量抑制其放大作用的信号。共模电压放大倍数越小，对共模信号的抑制作用就越强，放大器的性能就越好。在电路完全对称的条件下，双端输出的差分放大器对共模信号没有放大能力，完全抑制了零点漂移。实际上，电路不可能完全对称。还有一个描述差分器的参数就是共模抑制比，它指差分放大器的差模电压放大倍数与共模电压放大倍数之比，说明了差分放大器对共模信号的抑制能力，其值越大，则抑制能力越强，放大器的性能越好[11]。

为了进一步减少共模噪声的影响，也为后续模数转换器提供方便，滤波后很有必要使用差动放大器来进行处理。本课题使用了OPA1632全差分放大器，它可以驱动高性能的模数转换器，输入噪声低，输出驱动特性良好。OPA1632使用15V供电，如果ADC要求输入电压很低，供电电源可以适当降低。

图2-4 差分放大器电路图

该电路的信号增益一般设定为0.25，为了与通用音频线路电平相匹配，这个增益也可以通过两对电阻RG和RF的比值调节来调整。RF1和RF2一般设置得比较小，这样可以优化噪声环境下的性能。保持RF1/RG1以及RF2/RG2的比值精确相等也很重要，因为这样才能实现差分信号的平衡。

2.6 模数转换器

模数转换器 即A/D转换器，或简称ADC，通常是指一个将模拟信号转变为数字信号的电子元件。通常的模数转换器是将一个输入电压信号转换为一个输出的数字信号。由于数字信号本身不具有实际意义，仅仅表示一个相对大小。故任何一个模数转换器都需要一个参考模拟量作为转换的标准，比较常见的参考标准为最大的可转换信号大小。而输出的数字量则表示输入信号相对于参考信号的大小。模数转换器最重要的参数是转换的精度，通常用输出的数字信号的位数的多少表示。转换器能够准确输出的数字信号的位数越多，表示转换器能够分辨输入信号的能力越强，转换器的性能也就越好。 A/D转换一般要经过采样、保持、

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量化及编码4个过程。在实际电路中，有些过程是合并进行的，如采样和保持，量化和编码在转换过程中是同时实现的。

为了方便下一级DSP的处理，这里需要把模拟电压转化为数字信号。本课题采用了ADC---ADS1271，这个芯片是24位的模数转换器，它的直流精确度不错，交流性能也很出色。芯片的转换参考电压是2.5V，由REF3125产生。芯片的输入由AINP端和AINN端的电压差决定，电压差为2.5V时，输出为十六进制0x7fffff,电压差为-2.5V时，输出为0x800000。

图2-5模数转换器电路图

右下角的4个接口为SPI接口，用于和DSP通信。

2.7 DSP电源模块

鉴于实验室有丰富的DSP开发经验，而且DSP编程方便，接口方便，稳定性好，精度高。本课题使用DSP作为微处理器来处理ADC输出的数字信号，型号是TMS320F2808，它是一个高性能32位的CPU，亦是目前控制领域最高性能的处理器，DSP所需要

图2-6 电源芯片电路

的3.3V供电由电源芯片TPS73HD318转换。TPS73HD3xx系列的芯片有双电压调节器，双输出的结构，主要是为了DSP的应用而设计。把DSP芯片的最小系统板和前面的信号处理电路板连接起来就构成了完整的信号处理电路，具体程序相关内容见第三章。

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2.8 串口电路

DSP信号处理完成后，通过SCI总线把数据发送到计算机记录和分析。本

课题采用RS232标准,在电气特性上，RS232采用负逻辑,要求高低两信号间有较大的幅度，标准为：逻辑“1”在-5 V到- 1 5V之间，逻辑“0”在+ 5V～+ 15V 之间，通常采10V 左右为逻辑 1 ，+ 10左右为逻辑0。由于 TMS320F28xx的信号输入输出TTL电平，逻辑1为 3.3 V左右， 逻辑0为 0.4V左右，因此本文采用符合 RS232标准的驱动芯片MAX232实现此转换[12]。

图2-7 串口电路

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第三章 DSP程序

3.1 DSP介绍

TMS320F280x系列DSP器件（TMS320F2801，TMS320F2802，TMS320 F2806，TMS320F2808，TMS320F2809）是PIN TO PIN可兼容的器件，只是内部存储器和ADC速度上稍有差别，可以根据产品成本的需要进行更换方案中选择性能介于该系列DSP中间的TMS320F2808。TMS320F2808采用高性能静态CMOS技术；100MI/S的执行速度使得指令周期减小到了10ns，提高了控制器的实时控制能力；片内具有高达64K?16位的Flash存储器和18K?16位的SARAM，4K?16位的引导ROM，具有软件引导模式并且内部保存了标准的数学函数表；有3个外部中断，具有外设中断允许（PIE）模块，支持96个外设中断；具有16路PWM输出，4路HRPWM输出，4个外部捕获单元，2个正交编码器，6个32位时钟，6个16位时钟；3个32位时钟定时器；另外还有高达16个通道的12位ADC模块。TMS320F2812的外围接口包含4个串行外设接口（SPI）、两个串行通讯接口（SCI）即标准的UART，两个增强的区域控制器网（eCAN），一个I2C通信总线。

DSP的外围电路主要包括电源电路设计，时钟和复位电路和上位机通讯接口，与ADC，DAC的接口电路。

1、电源电路

TMS320F2808采用高性能静态CMOS 技术，低功耗，由双路电源供电：内核是1.8V，I/O端口是3.3V。同时实际中常用电源为5V，因此电源芯片选择了TI 公司的双路输出低压差线性稳压器TPS73HD318，它是一款DSP专用芯片，供电电压为3.97V~10V，能够提供一路恒定的3.3V电压和一路恒定的1.8 V电压，每路输出电流为0～750mA。

TMS320F2808需要数字和模拟两种电源，所以电路中同时存在数字地和模拟地，为防止互相干扰，采用单点接地的方法，数字地和模拟地通过一磁珠相连。

2、时钟、复位电路

TMS320F280x系列的DSP芯片有片上振荡器和锁相环路(PLL)组成的时钟模块，为器件提供所有必须的时钟信号。其中锁相环有4种倍频设置位，可以为处理器提供各种速度的时钟信号。时钟模块提供两种操作模式，分别为： 1）内部振荡器：如果使用了内部振荡器，则必须在X1/XCLKIN和X2两个引脚之间连接一个石英晶体。

2）外部时钟源：如果采用外部时钟，可以将输入的时钟信号直接连接到X1/XCLKIN引脚上，而X2悬空。在这种情况下，不使用内部振荡器。

在本次设计中，选择使用内部振荡器操作模式，具体电路图如图17所示：

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XCLKINX1X220M 图3-1 TMS320F2808的时钟电路

DSP要求复位信号从低到高之前，时钟必须已经稳定工作了若干时间(毫秒级) ，同时对复位信号的低电平宽度也有要求，而且复位信号上不应有毛刺出现，可以说复位电路对微处理器来说非常重要。本文采用的复位电路如图18所示，延迟电路加上反相施密特触发器可以保证电路板加电后，无需手动复位或外加复位，DSP就能正常启动和工作。

Vcc反相施密特10K触发器DSPReset10?F 图3-2 TMS320F2808的复位电路

3、上位机通讯电路

在惯导系统中，需要导航计算机对加速度信息进行存储、分析等处理，这就使得在再平衡回路设计中要考虑与导航计算机的通讯。在TMS320F2808中有两个串行通讯（SCI）接口，在本次设计中我们将SCIA用作和上位机通讯的接口。由于PC机串行口使用的是标准RS-232-C电平，与DSP并不匹配，所以在DSP和PC机之间采用MAXIM公司的MAX232进行电平转换。

3.2 开发工具CCS简介

CCS是TI推出的用于开发其DSP芯片的集成开发环境，它采用了windows风格界面，集编辑，编译，链接，软件仿真，硬件调试以及实时跟踪功能于一体，极大地方便了DSP程序的设计与开发[13]。

本课题使用的是CCSV3.3版本，安装CCS之后运行软件之前，需要首先运行CCS的设置程序。该设置程序用于建立CCS集成开发环境与目标板或者simulator之间的通信接口。CCS是一个开放的环境，通过设置不同的驱动完成

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对不同环境的支持。本课题使用了ICETEK-5100USB2.0A仿真器来实现程序的在线调试和下载。

在windows环境下安装CCS3.3软件后，在桌面上会出现Setup和应用程序的两个快捷按钮。Setup主要用来配置所需要开发的处理器类型，硬件设备的选择情况等，应用程序启动CCS IDE开发环境，编写，调试以及优化代码。为了使开发环境能够通过仿真器同目标硬件系统建立可靠的联系，必须安装相关的驱动程序。不同版本的驱动支持的软硬件有所区别。

目标系统配置选择好开发板和处理器之后，需要添加GEL文件，即通用扩展语言，它类似于C语言，可以用来配置CCS开发环境，也可以用来初始化目标CPU。CCS提供了丰富的内嵌GEL函数，用户也可以自己定义GEL函数[14]。在处理器属性的GEL文件窗内为每个处理器选择用户的GEL文件。然后保存并退出，开始程序的编写。

3.3 SPI程序相关

SPI(Serial Peripheral Interface--串行外设接口)总线系统是一种同步串行外设接口，它可以使MCU与各种外围设备以串行方式进行通信以交换信息。外围设置 FLASHRAM、网络控制器、LCD显示驱动器、A/D转换器和MCU等。SPI总线系统可直接与各个厂家生产的多种标准外围器件直接接口，该接口一般使用4条线：串行时钟线（SCK）、主机输入/从机输出数据线MISO、主机输出/从机输入数据线MOSI和低电平有效的从机选择线SS。SPI有主控和从动两种工作模式。有125种可编程的波特率。数据字长1~16位。在点对点的通信中,SPI接口不需要进行寻址操作,且为全双工通信,显得简单高效。在多个从器件的系统中,每个从器件需要独立的使能信号,硬件上比I2C系统要稍微复杂一些。SPI接口在内部硬件实际上是两个简单的移位寄存器,传输的数据8位,在主器件产生的从器件使能信号和移位脉冲下,按位传输,高位在前,低位在后。

本课题中DSP工作在主机输入从机输出的模式，把ADS1271转化后的数字信号传输到DSP中进行后续处理。SPI程序使用中断的方式编写，ePWM模块提供时序信号，由于ADS1271输出的数字信号是24位，而SPI的数据字长最多时16位，因此需要在程序中用两个变量data1和data2分别存储数据的高低位，然后连接起来存入变量data中让后续SCI程序处理。具体的程序参见附录。

3.4 SCI程序相关

SCI串行外设接口总线系统是一种两线异步串行外设接口，也可以使MCU与各种外围设备以串行方式进行通信，也就是通常所说的UART。SCI模块支持CPU和其他使用标准不归零格式的外部设备之间的异步数字通信。为了减少CPU的开销，串行通信接口SCI接收器和发送器都有一个16级深的FIFO缓冲器，且有各自的使能位和中断位。它们能够在半双工模式下分时工作或者在全双工模式下同时工作。为了保证数据的完整性，SCI模块会对接受数据进行中断检测、奇偶校验、溢出和帧信息错误检测等。此外，通过一个16位的波特率选择寄存器，可以对波特率进行编程。SCI模块有两个外部引脚：发送输出引脚SCITXD和接受输入引脚SCIRXD。数据字的格式包括一个启动位，数据字长度（1~8）位可编程，可以选择奇校验、偶校验和无奇偶校验工作模式，可以选择一个或两个停止位。F2808的SCI和以往的DSP的SCI相比具有两个特点：一是传送、接收都具有独立的FIFO：二是波特率可以自动检测。自动波特率检测

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逻辑主要解决通信过程中终端波特率的确定问题。而其16字的FIFO可大大减少通信中断次数，提高通信速率。SCI有一个16位的波特率选择寄存器，通过改变寄存器的值可以得到多于65000种的波特率。

本课题中DSP利用SPI接收到表头在同一位置时发出的5个数据之后分别通过子函数把5个数据转化成字符串格式以便发送，接着编写字符串连接子函数把5个字符串连接起来一起加上帧头?*?之后发送出去，详细程序参见附录。 DSP程序的流程图如下： N 等待中断 初始化系统各模块 N Y 关中断 定义各变量及函数 中断次数大于等于5 开始 数据转化为字符串逐个连接在‘*’之后 用SCI发送字符是否中断 串 通过SPI接受数 据 图3-3 DSP程序流程图

Y 结束

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第四章 LabVIEW程序

4.1 LabVIEW简介

LabVIEW是一种程序开发环境，由美国国家仪器（NI）公司研制开发的，

类似于C和BASIC开发环境，但是LabVIEW与其他计算机语言的显著区别是：其他计算机语言都是采用基于文本的语言产生代码，而LabVIEW使用的是图形化编辑语言G编写程序，产生的程序是框图的形式。

与C和BASIC一样，LabVIEW也是通用的编程系统，有一个完成任何编程任务的庞大函数 库。LabVIEW的函数库包括数据采集、GPIB、串口控制、数据分析、数据显示及数据存储，等等。LabVIEW也有传统的程序调试工具，如设置断 点、以动画方式显示数据及其子程序（子VI）的结果、单步执行等等，便于程序的调试。

虚拟仪器（virtual instrumentation）是基于计算机的仪器。计算机和仪器的密切结合是目前仪器发展的一个重要方向。粗略地说这种结合有两种方式，一种是将计算机装入仪器，其典型的例子就是所谓智能化的仪器。随着计算机功能的日益强大以及其体积的日趋缩小，这类仪器功能也越来越强大，目前已经出现含嵌入式系统的仪器。另一种方式是将仪器装入计算机。以通用的计算机硬件及操作系统为依托，实现各种仪器功能。虚拟仪器主要是指这种方式。

4.2 串口说明

串口通信是计算机上一种非常通用设备通信方式，同时也是仪器仪表设备

通用的通信方式。RS-232总线是早期采用的通用串行总线，很多GPIB兼容的设备也带有RS-232口。串口通信的概念非常简单，串口按位(bit)发送和接收字节。尽管比按字节(byte)的并行通信慢，但是串口可以在使用一根线发送数据的同 时用另一根线接收数据，能够实现远距离通信。串口通信主要用于ASCII码字符的传输。在开发DSP的控制系统时需要测试DSP的串行通信接口(SCI)，模拟实现上位机与下位机即PC与DSP通信。PC机的串口通信软件可用VC++或VB编写，但是这些高级语言程序代码冗长复杂，不便进行功能拓展。如果对串口数据进行分析，则需推翻原有程序结构，重新编制代码。而图形化编程语言LabVIEW的出现为串口调试与数据分析带来了极大方便。LabVIEW提供了各种图形化程序，用户不必熟悉串口总线，利用提供的图形化驱动程序就可以驱动串口通信。本课题开发了基于LabVIEW的串口调试程序，并成功实现了PC与DSP

[15]

的串行通信。

4.3 LabVIEW程序说明

考虑到软件的实用性和开放性，采用VISA(虚拟仪器软件规范)接口模块来进行编程。VISA是应用于仪器编程的标准I／O应用程序接口，是工业界通用的仪器驱动器标准API(应用程序接口)，采用面向对象编程，具有很好的兼容性、扩展性和独立性。例如本课题编写的VISA接口程序，当外部设备变更时，只需要更换几个程序模块即可，很方便而且开发效率高[16]。

LabVIEW 的功能模块VISA中包含串行通信常用功能的模块。串口通信使用的VISA库中的串口通信函数包括VISA配置串口，VISA写入，VISA读取。VISA关闭等。VISA配置串口用于串口的初始化，可以设置VISA资源名称，波特率，

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数据位，停止位等信息，本课题所用串口波特率是9600，8位数据位，1位停止位,这些可以通过前面板很方便地设置。VISA读取是这个课题中的主要节点，将串口中的数据读出，然后利用LabVIEW强大的数据处理功能进行分析处理，它需要连接VISA资源名称，byte count端用于设置所要读取的字符数。VISA关闭用于把打开的VISA资源关闭。为了串口读取数据的准确，在读取之前加一个延时模块，延时时间可用前面板输入。LabVIEW从缓冲区中读出字符串流，判别帧头?*?，然后读取接下来的40个字符，字符流在截取字符串VI的作用下分成5段并转化成数值，除去信号处理电路的增益就可以得到采样电阻上的电压值，以此值作为加速度计的输出。根据第五章介绍的实验方法，程序需要在四个位置分别记录数值，这个操作通过一个分支结构来控制。接着程序把电压值以表格的形式存在文本文档中以便日后查询。最后表头在各个位置时得到5个电压值会被平均，通过第五章中的公式就可以求出模型方程的系数。由于数据都是成行地出现，所以程序中使用了很多数组处理的VI，例如，数组合成，多维数组拆分为一维数组等。程序中还使用数理统计中的求均值VI。这些VI的使用大大简化了程序的设计，而不用去整理大段的代码，正体现了图形化编程软件的优势。 LabVIEW程序的流程图如下： 把字符串拆违5段，开始 每段转化为数据 串口初始化 除掉电路中产 生的倍数，存入 Y 文本文档 1秒的延时 取出数据， N 计算参数 帧头是‘*’ 结束 图4-1 LabVIEW程序流程图

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第五章 实验结果以及分析

5.1 实验方法简介

加速度计测试标定利用重力加速度在加速度计输入轴方向的分量作为输入量，测量加速度计各项性能指标。通常采用等角度分割的多点翻滚程序或加速度增量线性程序来标定加速度计的静态性能参数。加速度计重力场实验的测试范围限制在当地重力加速度正负值以内，不能进行输入范围大于重力加速度正负值的实验，对非线性系数和交叉耦合系数的标定精度较低。由于重力加速度最容易获取，并能精确测定其大小和方向，因此它具有实验方便和结果精确地特点，是各种输入量程的加速度计性能测试的主要实验之一[17]。

加速度计重力场实验一般是在精密光学分度头或精密端齿盘上进行。为提高实验精度，实验设备必须采取隔振和防倾斜措施。随着数字计算机控制的精密自动分度头的应用和高效能隔振防倾斜试验基础的建立，它将向着高精度，低噪声，自动测试和实时数据显示及处理的方向发展。

在进行地球重力场翻滚试验时，加速度计的输入加速度按正弦规律变化，它的输出值也相应地按正弦规律变化。由于各方面的原因，实际上加速度计的输出值是周期函数，但不并完全是按正弦规律变化。如果将实际输出的周期函数按照傅里叶级数分解，可以得到常值项、正弦基波项、余弦基波项和其他高次谐波项。通过傅里叶级数的各项系数，可以换算模型方程式的各项系数。

通常，加速度计在地球重力场的测试中，可以采用静态数学模型方程

23E?K0?K1Ai?K2Ai?K3Ai?K4AiA0?K5AiAp

E表示加速度计的输出，K0表示偏值，K1是标度因数，K2表示二阶非线性系数，K3表示三届非线性系数，K4是输入轴和输出轴的交叉耦合系数，K5是输入轴和摆轴的交叉耦合系数，在侧摆和水平摆状态下，模型方程的差别只是交叉耦合项不同。

考虑到θ0、K2 、K3、K4 、K5均为小量，若忽略二阶及其以上小量，再利用三角公式可以得到加速度计输出的傅里叶级数表达式：

E?(K0?1212121412K2)?(K1?K3)sin??K4sin2??K3sin3??K1?0cos??K2cos2?对于一个设计良好的加速度计表头，采用上式的静态模型方程来描述加速度计的性能是合理的，而且可以利用地球重力场对这个模型进行测试。

进行1g测试时，一般是将加速度计通过卡具安装在精密光学分度头或精密端齿盘上进行，令加速度计的输入轴在铅垂平面内相对重力加速度回转，通常是让分度头在360°范围内旋转，就可以使加速度计敏感轴上所受的重力加速度呈正弦关系变化，加速度计的输出也呈正弦关系变化。知道了敏感轴与重力的夹角后，就可以计算出加速度计所感受的加速度大小。试验时为精确地确定输入轴的

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角度，通常分度是均匀分布测试点。工程上确定加速度计输入输出特性模型方程的系数最常用的方法是四点法和八点法。考虑到本课题的要求算到二阶非线性系数即可以及八点法计算十分复杂，顾使用四点法分析。

一般加速度计的机械零位与电输出零位不太一致，通过分度头旋转可以寻找出加速度计的机械零位，由此也得到加速度计输出的零偏。设加速度计的敏感轴与水平线的夹角为θ0，加速度计机械零位的设定就是尽可能让测试仪表输出接近于零。反复调整并测出输入角度为θ

0

和θ0+180°时加速度计的输出电压值，

当调整到两个位置，加速度计的输出相等时，即找到加速度计的机械零位。

通过以上分析，加速度计选取侧摆状态或水平摆状态的任一状态，分别取四个试验位置，即0°,90°,180°,270°并代入加速度计E的傅里叶表达式可以得到一组方程：

E(0°)?K0?K1?0 E(90°)?K1?K2?K3?K4 E(180?)?K0?K1?0

E(270?)?K1?K2?K3?K4 解此联立方程组可得：

K0?[E(0?)?E(180?)] K2?12[E(90?)?E(270?)?E(0?)?E(180?)] 若考

虑K3<

具体实验程序如下：

首先，加速度计通过夹具安装在精密齿盘转台上，分度头转轴调整在水平面内；而后，用可微动调节的平台，高灵敏度水平仪和自准直仪建立起自准直光轴水平基准，并使加速度计的安装面置于铅垂面内，其误差要在一定范围内，以此作为起始读数的基准零位；接着在0°,90°,180°,270°这四个位置分别按下DSP的复位键，在每个位置记录5个数据，利用LabVIEW求取平均值；最后用上面的公式即可算出加速度计的模型方程。 四点法的优缺点如下：

利用一个四个位置实验，可以很快地估计出模型方程系数中的偏值K0，以及二阶非线性系数K2。由于无法分离K1和K3，所以不能解出三阶非线性系数K3。在不计K3的条件下，可以得到标度因数K1和输入失准角的近似值θ0。四点法也不能确定模型方程中的交叉耦合系数K4和K5。

5.2 实验结果

本课题中用到的加速度计表头精度很高，微小的振动都会引起输出的变化，因此也对实验条件要求很严格，必须在隔振的平台上实验，转台的精度也有很高的要求。由于时间，条件所限，仅仅在一般实验室环境下作了实验，得到存在文本文档中的数据如下： 0.008 0.111 0.008

0.007 0.111 0.010

0.007 0.109 0.010

0.008 0.108 0.009

0.008 0.110 0.007

-0.102 -0.104 -0.104 -0.101 -0.101

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各行分别是表头在0°,90°,180°,270°四个位置时对应的采样电阻上的电压值，并不精确，根据算法可以求出K0=0.0082，K1=0.1061，K2=-0.0045，该表头的模型方程如下：E?0.0082?0.1061Ai?0.0045Ai2，E表示采样电阻上的电压值，Ai即是加速度值。得到模型方程之后，测出加速度计的输出，即精密采样电阻上的电压值代入E，求解方程就可以求得加速度的值。

第六章 总结

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此次的毕业设计主要进行了三部分的工作：信号处理电路的设计制作，DSP程序的修改以及LabVIEW程序的编写。课题研究过程中具体完成了以下工作：1，加速度计相关知识的熟悉：通过查阅书籍、期刊、网络资源和师兄师姐的论文，了解了石英挠性加速度计的结构和原理。2，一些重要芯片知识的了解：通过芯片的网络说明书，了解了ADS1271、UAF42、TL082、OPA1632等芯片的基本模块电路和用法。3，信号处理电路的设计制作：综合了师兄的意见和自己的想法设计了信号处理电路，绘制了PCB图并且完成了焊接工作。4,DSP程序的调试：在CCS提供的SPI和SCI的例程基础上加以修改，把两部分功能结合起来，实现了数据的采集传输。5，LabVIEW程序的调试：实现了数据接收、分析、处理、存储等功能，求出了表头模型方程的系数。

在几个月的毕业设计过程中，我亲身经历了一个科研项目完成的全过程，从资料查询，系统构建到最后的调试，这为我研究生阶段的学习研究打下了一定的基础。但是遗憾的是，由于条件所限，本次毕业设计没有在隔振的平台上进行试验，所得数据精度不足。

参考文献

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外文资料

High performance silicon accelerometers with charge controlled

rebalance electronics （provenance：Keith Warren Litton Guidance Control Systems， 5500 Canoga Ave.

MS 87， Woodland Hills. CA 91367）

ABSTRACT

A charge-controlled, force rebalanced accelerometer loop is described, along with its advantages over prior voltage-controlled forcing methods. First generation silicon accelerometers incorporating charge-controlled electronics are performing well in current production systems. A new all silicon accelerometer chip is being developed for higher accuracy applications.

INTRODUCTION Microelectronics has followed a path of ever increasing integration for the last several decades which has resulted in

increased functionality at markedly reduced cost. What makes the progress depicted in Figure 1 possible is the reduction of assembly complexity and labor through rnicrolithography and batch fabrication. Silicon micromechanics holds the same potential for inertial systenis by reducing assembly labor and integrating inertial devices with electronics on a single chip. Miniature metal components, screws, springs, coils, and bearings, as well as the labor necessary to assemble them can be replaced by hundreds of identical microstructures replicated photolithographically on silicon wafers. The cost of each device is low, since the cost of each process step i s divided by the number of devices comprising a batch, typically several thousands. In the near term, high performance, low cost accelerometers and Coriolis angular rate 'sensors can be fabricated, with the longer term possibility that a silicon micromechanical INU on a chip can be realized. First generation silicon

accelerometers developed in the mid 1980s are now being manufactured in production

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quantities of 400 per month. The inertial sensing element is composed of a silicon proof mass, with flexures and support kame, all anisotropically c:tched from a

single-crystal silicon wafer. The silicon proof mass surfaces are etched to provide a 2.7 pm gap for pendulum freedom. Each wafer containing 109 devices, is iinodically bonded to Pyrex capping wafers which have thin film metal patterns defining

electrode plates on either side of the silicon proof mass for electrostatic forcing. An exploded view of this structure is shown in Figure 2.

ELECTROSTATRIE RBALANCE

The accelerometer chip, along with its force rebalance electronics, operates as a closed loop using capacitive sensing and electrostatic forcing to servo the pendulum to a null position. Electrostatic forcing is especially applicable to micromechanical devices since the force is proportional to the surface area of the proof mass. As devices are made smaller, the volume, and hence the mass, of the pendulum diminishes as the inverse cube of the linear dimensions, while the surface area is

reduced by the inverse square of the linear dimensions. The surface area to mass ratio therefore increases as structures become smaller, allowing practical low voltage electrostatic servo rebalance. The force between the proof mass and an electrode is given by:

Where V is the voltage between electrode and proof mass, li-ee space,

is the permittivity of

is the relative permittivity of the nitrogen gas filling the gap and is

nearly 1. (one), A represents the area of one side of the proof mass, d is the gap between proof mass and electrode. As evident from the equation the force is a square-law function of voltage. Methods have been devised to produce a force linearly proportional to a servoable parameter. One classic method applies a bias voltage to the proof mass, with complimentary control voltages on each electrode linearly

proportional to force or acceleration [2]. Another method utilizes pulse width

modulation of' a constant voltage to the opposing electrodes [3]. Since the voltage is constant, the force is a linear function of the duty cycle. The major drawback that both

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these approaches suffer froms the presence of a net voltage between proof mass arid electrodes, even at zero G's when no force is required. A strong inverse square law sensitivity to gap remains, which manifests itself as a large negative electrostatic spring. Small changes in the servo null point caused by thermal or aging

effects in the position sensing electronics cause the pendulum to be moved against this large negative spring, thereby producing the bulk of the bias errors in this type of device.

CHARGE CONTROL

Fortunately, charge controlled forcing [4] provides a way to use electrostatic forces without the attendant errors related to negative spring rate. For a parallel plate geometry, substitution of Q/C for V in the force equation yields:

Note that the inverse square law dependence on gap is eliminated, along with the undesirable large negative spring since there is no change in force with pendulum motion. This relationship holds true for parallel motion and the departure from parallel motion due to small rotation angles about the hinge axis does introduce a small spring rate due to charge mobility, but even taking this into account, reduction of the negative spring by a factor of 28 has been achieved, with further improvements possible. The charge controlled forcer loop operates by alternately applying a constant charge on each forcer plate in a pulse width modulated fashion, with the

charge duration controlled as required to hold the pendulum at null. A timing diagram showing typical waveforms is presented in Figure 3. Pendulum position is sensed by sampling the voltage on each plate just after the constant charge is introduced. The servo electronics adjusts the forcer duty cycle and moves the pendulum as required to make these voltages equal. Duty cycle switching is allowed only on precision, clock controlled boundaries resulting in a linear quantized digital output.

The key to implementing the charge controlled forcer is the charge integrator in

Figure 4. The feedback path of an op amp makes a very good current source and if the current is dispensed only during precise time intervals a constant charge is integrated. The closed loop is superior to open loop current generators since the effect of stray capacitance to ground at the input and output is negligible. Also, the same charge generating components (voltage reference, resistor, op amp, reset switch) are used for

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the charge applied to both plates.

PERFORMANCE

The charge controlled loop electronics has been manufactured in hybrid form with the silicon accelerometer chip included in the 3.3 cm x 2.3 cm x .5 cm package as photographed in Figure 5. Present production units have a

45g full scale range with a

dynamic range. This Silicon Accelerometer exhibits

good overall performance with desirable features not available in non-servoed,

resonant beam type accelerometers. The symmetrical squeeze-film damping provided by the servo gap suppresses structural resonances, and makes the unit rugged and well behaved under high vibration inputs, with a rectification coefficient of 10g/inherent 1g-sec of velocity storage, uncommon in a dry instrument, allows the accelerometer to tolerate short power interruptions without loss of data

. The

The charge controlled electrostatic forcer is stable and predictable as shown by the. thermal model residuals from five representative units in Figure 6. Bias stability versus time is recorded in Figure 7.

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NEW DEVELOPMENTS

Present production silicon accelerometers are suitable for tactical grade and medium accuracy applications. Future applications require higher g range, lo8

dynamic rangc, navigation grade performance and stability, with low voltage and low power. New micromechanical technologies, principally Silicon Direct Wafer Bonding and Reactive Ion Etching (RE) are being used to develop an all silicon accelerometer to meet these requirements. For high g operation with low voltage, a servo gap

smaller than is easily achievable with an assembled etched gap is needed. Sacrificiail dissolution of a placeholder oxide film of precisely controlled thickness, permits structures to be built up by Silicon Direct Bonding and shaped by RE, while as solid and rugged as conventional silicon wafers. Proofmasses or other suspended structures are released after processing and bonding together complementary half structures, making them easily manufactured [ 5 ] . The final device is stable since it is single crystal silicon, with the pendulum, flexures, and cover plates having identical thermal coeficient of expansion throughout, and low thermal gradient sensitivity due to the high thermal conductivity of silicon. Devices of this type have been fabricated with 1.3 pm gaps, and hwe been successfully servoed after the removal of the oxide layer. Figure 8 is a Scanning Electron Micrograph (SEM) of a Silicon on Insukitor (SOI) Proofmass structure 35 pm thick, photolithographically patterned, and dry etched by ME. A closer detail of the holes used to tailor the proofmass squeeze film damping, and the smooth vertical sidewalls is shown in Figure 9.

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CONCLUSION

Pendulous servo silicon accelerometers with Charge Controlled rebalance electronics have been developed with good overall clnamcteristics. The bias stability achieved is more than an oirder of magnitude better than a voltage rebalanced loop of the same g range. Higher performance all silicon accelerometers are being developed using

Silicon Direct Wafer Bonding and ME. These technologies can also be applied toward Coriolis angular rate sensors, and low cost, highly integrated IMUs.

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Vibratory gyroscope controller design via modified automatic gain

control configuration （provenance：Sangkyung Sung 1,Woon-Tahk Sung 2 Jang Gyu Lee 2,and Taesam Kang

Department of Aerospace Information Engineering, Konkuk University, Seoul, Korea School of Electrical Engineering and Computer Science, Seoul National University Seoul, Korea）

Abstract: In this paper, a new design approach of force rebalance loop is

investigated for the vibratory rate sensor application. The proposed rebalance loop design takes advantages of a modified AGC loop configuration to simplify the system dynamics of oscillating characteristics. The proposed modification of AGC and rebalance strategy, which maintains controlled oscillation in the loop, acquires several advantages. First, it is possible to analyze and design the transient dynamics using a classical linear control theory. Also the control system to achieve the design objective is implemented using a relatively simple feedback loop. The practical application to vibratory gyroscope has shown that the force rebalance control with the proposed AGC configuration meets the design objective well from simulation results. Experiment is expected to verify the feasibility and performance of the proposed control scheme.

Keywords: force rebalance, rate sensor, AGC, oscillation, feedback, gyroscope, performance.

1. INTRODUCTION

A gyroscope is one of the key inertial sensors comprising the inertial measurement unit(IMU)in aerospace, industrial, and commercial filed. For its wide application and adoption into many products, high reliability and sensor performance is required. Usually the operation of gyroscope incorporating mechanical dynamics is to detect the variation of displacement induced by the Coriolis acceleration. In this, the signal detection in an open loop scheme is a simple and easy way to implement, but may generate many undesirable performance characteristics such as degraded scale factor linearity, limited dynamic range and bandwidth, and other mechanical restrictions. In this sense, the force rebalance of the moving mass has been a good breakthrough to overcome the performance limitation of the open loop sensor. The force rebalance loop is a feedback control system that maintains the proof mass at a designed state with reciprocally balanced forces from mechanical and electrical sources. In the past decade, there has been a variety of reports of adapting the rebalance scheme into MEMS vibratory gyroscopes[1-9].The control algorithm of[1,2]performs in an adaptive fashion. It attempts to not only allow the estimation of input angular rates, but also the compensation of gyroscope quadrature error as well as the mode tuning for enhanced sensitivity. However, the main defect of such an adaptive control approach is the difficulty in realizing an adaptive algorithm with electrical circuits.

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Other researchers have found that the complications with electronic circuits are found to mainly arise from their controller implementation[4-6,8,9].In short, the literature survey presents a strong case for applying the force rebalance method to control a MEMS vibratory gyroscope. In this paper, a modified automatic gain control (AGC)loop design incorporating a double folded nonlinear feedback connection is proposed to obtain a simple force rebalance realization of the oscillating sensor and applied practically to the vibratory gyroscope to obtain an enhanced sensor performance. In section 2,we illustrate fundamentals of vibratory rate sensor and force rebalance scheme by introducing the AGC loop. In section 3,we investigate a loop transformation and controller design. Then we include simulation results in section 4 and conclusion and further research in section 5.

2. VIBRATORY GYROSCOPE AND FORCE REBALANCE

In this section, the operational principle and system dynamics for the mechanically vibrating gyroscope is described and the loop modeling is considered.Fig.1 shows the simple block diagram of the vibratory gyroscope, which illustrates the basic operational principle. In the figure, the simplified mechanical component of the vibratory gyroscope and rotating coordinate frame are depicted. Using the definition of driving mode axis and sensing mode axis, the proof mass connected with the fixed outer frame through spring undergoes oscillation in x-axis and introduces a perpendicular force in y-axis by the Coriolis acceleration.

Fig.2 illustrates the conceptual diagram of system dynamics, where the transfer function is derived from the following dynamic equations,

where m is mass, and

are damping coefficients, and spring constants,

is an angular rate applied in z-axis

respectively, corresponding to each axis. Here

and denotes a driving force. To derive the sensing mode transfer function in Fig.2, it is assumed that the sensing mode velocity is much smaller than the driving force input in(1),thus the cross coupling term -2mis neglected. By observing the system characteristics in Fig.2, it is easily identified that the forced oscillation in sensing mode results from the coupled dynamics of both driving mode oscillation and sensing

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mode oscillation. Therefore the sensing mode output due to the angular rate input is always a velocity modulated signal. In this background, the design objective of force rebalance loop is to improve the performance indices such as dynamic range, output linearity and bandwidth, which is accomplished by way of suppressing the sensing mode oscillation induced by the Coriolis acceleration. Then by measuring the control input that suppresses the sensing mode oscillation, the applied angular rate is computed. A simple suppression of the sensing mode oscillation is achieved by introducing an AGC loop as given in Fig.3,in which the system purpose is to regulate the plant output with a given reference value. In the figure, u denotes the controller output, error,

denotes the modulated control signal, denotes a natural frequency,

denotes the input acceleration

denotes the

denotes a damping ratio and

conversion gain for the velocity signal. Using the scheme, by setting the reference r=0, the control objective is to cancel out the external Coriolis input, using the control gain. Then with a successful controller design, if the output y is well regulated, the displacement in sensing mode is properly controlled too.

3. AGC FEEDBACK LOOP DESIGN

3.1 Loop transformation and controller design

In Fig.3,the feedback loop uniquely contains a nonlinear function h(·),where the input-output characteristics is to normalize the amplitude of the oscillation signal with the unit gain and imposes any deviation on neither frequency nor phase. In the figure, it is assumed that the applied Coriolis acceleration is given by

（t）sin（

t+）.

This is because the resonant frequency of sensing and driving mode dynamics are same to each other or can be tuned to match, if different, in most vibratory gyroscopes. Also note that the plant dynamics is chosen to contain integral term in the numerator, thus acts like a band pass filter in which there is no deviation with regard to the phase. Since the input Coriolis acceleration has common frequency and phase with those of sensing mode dynamics, it is easily shown that the amplitude of input Coriolis acceleration,

can be factored out and then combined together with the controller

output, u. Physically, it implies that the angular rate signal, can be extracted from the sinusoidal signal and combined with the controller output signal, u. The resulting

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compensation error is denoted by e, which is multiplied by the normalized velocity signal to generate a control input for a stabilizing AGC loop. After restructuring the loop, a more simplified loop transformation can be done with the help of the harmonic balance property and low pass filtering dynamics of the loop. Assuming a dominant sinusoidal signal as the loop solution, the system governing equation produces differential equations which are responsible for the amplitude and phase, respectively. Then by arranging the amplitude-related equation, the loop dynamics in Fig.3 is approximated by the equivalent diagram in Fig.4.In figure 4,note that the gain of 2/π is included due to the gain reduction while averaging the absolute value of a sinusoidal signal envelope. By observing the block diagram, it is identified that the transformed system describes only the envelope dynamics in low frequency ranges.

In the next, using the equivalent model in figure 4,a stabilizing AGC loop for a force rebalance is designed. In order to avoid impractical control gain, we take an approach of a biased oscillation where the design objective is to maintain a uniform oscillation amplitude under varying angular rate inputs. With this objective, the reference is set to a non-zero constant value and a proportional-integral controller is applied to achieve zero error value in the steady state[11]. Let?s consider a linear feedback control law that contains an integral action such as

u=K(S) , where σ denotes the error, y-r. The low pass filter is designed such that the cut-off frequency is small enough to filter out higher order harmonics and large enough to pass out transients of the envelope signal. For example, by incorporating the first order low pass filter and a proportional-integral control law in(3)into the loop equation, the overall transfer function from the envelope of Coriolis acceleration to oscillation amplitude can be obtained as

where

and

represent the proportional and integral gain, respectively

and represent the denominator and numerator coefficients of the low pass filter, respectively. Lastly by assigning the stabilizing controller gains, the envelope

本文来源：https://www.bwwdw.com/article/oeq6.html