相位式激光测距仪激光接收部分设计

山东科技大学学士学位论文 摘要

摘要

相位式激光测距法由于其计算方便、体积小巧、测距精度高等优点，成为最有发展潜力的距离测量技术。将激光用低频信号进行调制发射，距离信息就隐含在从目标物反射回的调制光波的相位信息中。测出发射与接收光波之间的相位差，通过适当的换算，即可得到待测距离的实际值。

本文首先介绍了相位式激光测距仪的研究背景、意义，总结和概括了激光测距的有关理论基础，并且介绍了相位式激光测距仪的测距原理，提出了测距系统的实现框图；接着围绕接收系统的性能开展深入研究，主要研究探测器件的选择，偏压电路、混频电路、自动增益控制电路的设计等问题；利用Proteus技术对APD偏压电路和自动增益控制电路进行仿真，通过仿真结果不断完善设计。

关键词：激光测距；雪崩二极管；相位；混频；自动增益控制

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ABSTRACT

The phase-shift laser ranging becomes the most potential technique owing to its compactness, easily data processing,and the high measurement accuracy. By measuring phase difference between emitted modulated waves and receiving modulated waves which are reflected.From the target, we could get the value of distance quite easily through simple calculation.

This paper started from the background, the purposes, meanings of phase-shift laser ranging, then summarized the related theoretical basis of it. The principle of phase laser ranging and a practical ranging system is discussed. This paper concentrate on the researh of improving the porperty of receiving system. Lots of research have done on choosing detection element，design of the bias circuit and automatic gain control circuit. Then，the proteus is used for simulation of them. With the help of the simulation, the design was improved.

Keywords: laser ranging, avalanche diode, phase, mixer circuit, automatic gain control

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1 绪论 ............................................... 1

1.1激光测距技术 ............................................ 1 1.2 激光测距的优点 ......................................... 4 1.3 国内外研究及发展情况 ................................... 4 1.4 课题的研究目的和意义 ................................... 6

2 相位式激光测距技术 ................................. 8

2.1相位式激光测距技术原理 .................................. 8 2.2相位式激光测距多测尺原理 ............................... 10 2.3差频测相原理 ........................................... 12 2.4 自动增益控制原理 ...................................... 14 2.5光电探测器 ............................................. 16

3 相位式激光测距仪接收电路的设计 ....... 错误！未定义书签。

3.1相位式激光测距仪的整体设计 ............................. 23 3.2光电检测器的选择 ....................................... 24 3.3 APD高压偏置电路的设计 ................................. 25 3.4 温度补偿电路 .......................................... 30 3.5自动增益控制电路AGC ................................... 34 3.6混频电路 ............................................... 40

4 仿真结果及分析 ..................................... 44

4.1 APD高压偏置电路的仿真结果及分析 ....................... 44 4.2自动增益控制电路的仿真结果及分析 ....................... 47

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5 设计总结与展望 ..................................... 51 参考文献 ............................................. 52 致谢 ................................................. 54 附录 ................................................. 55

附录一 英语文献及翻译 ..................................... 55 附录二 APD高压发生电路图 .................................. 71 附录三 自动增益控制电路图 ................................. 72 附录四 混频电路电路图 ..................................... 73

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1 绪论

在各个应用领域中，随着我国科学技术的日益发展，对距离量的测量要求愈来愈高。为了追求测量范围高和测量精度高的结合，人们不停的研究新的测量方法。20世纪激光技术作为最重要的发明之一与原子能、半导体及计算机齐名。三十多年来，以激光器为基础的激光技术在我国迅速发展，导致了光学及其应用技术的巨大革命。

激光与普通光源有显著的差别，所发射的光束具有一系列新的特点：激光有小的发散角，即方向性好或准直性好；激光的单色性好，即相干性好；激光的输出功率虽然有限，但是功率密度很高，一般的激光亮度要比太阳表面的亮度大。上述的激光的特点使其成为测距的理想光源，而半导体激光器功耗小、体积小、光源和调制器合为一体，与此同时，现代电子技术的飞速发展和光电器件性能的不断提高，使激光测距仪成为距离测量的主要仪器之一。

与其它测距技术相比，激光具有角分辨力高、抗干扰能力强，可以避免微波贴近地面的多路径效应和地物干扰[1]问题，并且具有天线尺寸小、质量轻、结构小巧、和安装调整方便等优点。以上各种原因使得激光测距在测量领域得到了青睐，被迅速推广应用，使激光测距仪成为目前高精度测距最理想的仪器之一。

1.1激光测距技术

所谓激光测距是利用激光的单色性好、相干性好、方向性强等特点，实现高精度的距离测量和其它检测，如测量长度、距离、速度、角度等等。激光测距在技术途径上可分为脉冲式激光测距和连续波相位式激光测距。

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相位式激光测距以后的章节将详细介绍，下面对脉冲测距、干涉法测距三角测量法作一些简单介绍。 1.1.1 脉冲测距

在测绘领域中的最早应用的激光技术便是脉冲法测距。由于激光的发散角小，激光脉冲持续时间极短，激光脉冲能量在时间上相对集中，瞬时功率很大(一般可达兆瓦)的特点，脉冲激光测距可以达到极远的测程。一般的脉冲激光测距机可测量数十甚至数万公里的距离。脉冲式激光测距机的工作原理是利用脉冲激光器向目标发射单次激光脉冲或激光脉冲串，计数器测量激光脉冲到达目标并由目标返回到接收机的往返时间，由此运算目标的距离。其本质是测量由发射激光到收到反射回的激光的时间差，由于反射物表面的高低不平及时间测量技术的限制，这种测距装置精度较低。

目前，脉冲激光测距在地形测量、工程测量、云层和飞机高度测量、战术前沿测距、导弹运行轨道跟踪、人造地球卫星测距、地球与月球间距离的测量等方面已得到广泛的应用。我国研制的对卫星测距的高精度测距仪，测量精度可达到几厘米。采用“锁模技术”[2]可以获得超短激光脉冲和极大的峰值功率输出。 1.1.2干涉法测距

干涉测距法原则上也属于相位法测距。它与后叙的相位测距法的区别在于它不是通过测量激光调制信号的相位来测定距离，干涉测距法是基于光波的干涉原理，利用各种干涉仪测距的方法。根据光的干涉原理，两列具有固定相位差，而且有相同频率、相同振动方向或振动方向之间夹角很小的光相互交叠，将会产生干涉现象，通过测量激光光波本身的干涉条纹

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变化来测定距离。

由于光的波长极短．特别是激光的单色性高，其波长值很准确，所以利用干涉法测距的分辨率至少为半波长，精度为微米级。利用现代电子技术还可以把干涉条纹细分到1%，因此干涉法测距的精度是任何其他测距法无法比拟的。激光的单色性使其光波带宽极窄，增加了光的相干长度，从原理上测程将大大提高。然而，由于这种方法只能测量反射镜的动态位移量，所以它仅用于测量相对距离，而不能测量绝对距离。因此这种测距技术的使用仍然有局限性。 1.1.3 三角测距法

将被测物面、激光光源及接收系统摆放在三个点，构成三角形光路，激光光源发出的光束经透镜聚焦照射到被测物面上，光线由物面散射，一部分被光电接收系统接收。为了能使光敏面清晰成像，在其前方加一聚焦镜头。如果物面发生移动，可根据三角形相似原理求出光敏面上光斑的移动。反过来，如果知道光敏面上光斑的移动量也可求出物面的移动量[3]。这即为三角测距法。

激光三角测距法适合于中近距离的测量，被广泛应用于物体的表面轮廓、宽度、厚度、位移及振动的测量。在实时动态测量中三角法由于其原理简单，构造容易，也被广泛采用。 1.1.4 相位式激光测距法

相位法激光测距是用连续调制的激光光束照射被测目标，通过测量光束往返中产生的相位变化，换算出被测目标的距离。具体的测距原理我们将在第二章进行讲述。相位式激光测距比较适合于较大距离的测量，在采

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用合作目标反射器，多把尺的情况下，可实现高精度的远距离测量。

1.2 激光测距的优点

由于激光光束具有下列特点：激光方向性好或准直性好；激光的单色性好，或者说相干性好，普通灯源或太阳光都是非相干光；激光的输出功率虽然有限，但光束细，功率密度很高，一般的激光亮度远比太阳表面的亮度大。因而激光测距仪也就有如下优点：

1、测距精度高

激光测距的精度与操作者的经验和被测距离无关，误差仅取决于仪器本身的精度。战术激光测距仪的误差在5m以内，科学实验的测距仪精度更高，例如，在月球上安装角反射器（合作目标），最好的测距记录是384401km，误差仅为10cm[2]。

2、体积小，重量轻，携带方便

军事上装备的激光测距仪，重量一般为10kg左右，最小的只有0.36kg，体积只有香烟盒那么大，激光由于方向性好，所以可以发射极窄的光束[2]。

3、分辨率高，抗干扰能力强

窄的光束和短的脉冲宽度，不仅使横向和纵向目标分辨率大大提高，而且不受电磁干扰和地波干扰，例如在导弹的初始阶段，微波测距由于严重的地波干扰而不能使用，激光测距却能得心应手[2]。

1.3 国内外研究及发展情况

最早的激光测距技术应用于军事中，1961年世界上第一台激光测距机于诞生在美国休斯飞机公司， 1962年第一台军用激光测距机成功地进行了示范表演，之后该公司相继研制成几种军用激光测距机在部队进行试验和

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鉴定，证明激光测距机可作为一种新的测距仪代替原装备的光学测距机。经过30年的发展，军用激光测距仪己经更新了两代，研制发展了三代。第一代激光测距机采用发射0.6943um红外红宝石激光器和光电倍增管探测器，因其隐蔽性差、效率低、体积大、重量重、耗电多，很快便被第二代激光测距机取代。第二代激光测距机采用发射1.06um近红外钕激光器和硅光电二极管或硅雪崩光电二极管探测器,比第一代隐蔽性好、效率高、小巧、耗电少，因此第二代激光测距机的小型化研制进展迅速。第三代激光测距机即人眼安全的激光测距机。目前已研制成工作波长为10.6um和1.54um的三种不同类型的各种型号的人眼安全激光测距机，己进入生产和应用阶段。与此同时激光测距技术也逐渐应用到民事领域。

从20世纪70年代初至今持续了近30年，国外许多大学，研究机构和公司都开展了这方面的研究工作。研究最早的是芬兰奥鲁大学电器工程系和芬兰技术研究中心，研究内容从各分系统到整机及其应用，并且与美国、俄罗斯几家著名公司联合开展了应用研究，其产品涉及工业、航天、海洋及机器人视觉等许多方面。美国有多家著名公司开展了这方面的研究，Schwartz Electro-Optics公司为美国国家数据中心研制了激光海浪测量装置，用于无人看守的海浪测量站；为美国联邦政府高速公路管理局研制了激光自动传感系统，用于车辆速度和高度的测量。1992年美国亚特兰大激光公司为警方专门设计的手持式人眼安全激光二极管测距机，用于对车辆的测距和测速。近十几年来，又有关于几家美国公司开展这方面研究的报道。1996年，美国Bushnell公司推出了测距能力400m的400型LD激光测距机Yardaga400, 1997年被评为世界100项重要科技成果之一，随后又推出了测距能力500m－1000m系列激光测距机。1998年美国Tasoc公司测距能力为800码的摄像机型Laserstie LD激光测距仪。最近几年美国LaserTech、Leica等公司也相继推出测距能力1000米，精度1米的手持式

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望远镜测距仪。1995年以来，国际上对人眼安全的半导体激光测距技术发展十分迅速，已开展了波长在800-900nm范围内，峰值功率为10W，脉冲宽度20-50ns、重复频率1-10kHz、测量距离10m-1km的激光测距机研究[4]。

国内激光测距仪样机的研究始于20世纪80年代，是在原固体、气体激光测距仪基础上发展起来的。目前，航天科工集团八三五八所研制出测程200m，精度±0.5m，重复率100Hz的激光测距仪。中科院上海光机所1996年研制出便携式半导体激光测距仪，工作波长为800-900nm，对漫反射水泥墙的测距达100m，采用300MHz计数方式，测距精度±0.5m，重复频率1kHz。中国计量学院1999年报道信息工程系光电子所与国外合作开发了低价、便携式半导体激光测距仪，工作波长为905nm，作用测距1km，重复频率100Hz，精度<±1m，在上海第四届科技博览会上获银奖。常州莱赛公司研制了作用距离200m、测距精度±0.5m的半导体激光测距仪。国内许多大学也在致力于对激光测量系统的研究。清华大学电子工程系多年来一直在对激光测距技术进行研究，2002年陈千颂、霍玉晶等人对激光飞行时间测距的若干个关键技术进行了总结，其中包括时间间隔测量技术、时刻判别技术以及激光相位测距的相位调制技术。2005年提出了一种新型脉冲激光测距方法，即自触发脉冲飞行时间激光测距方法，该方法有效地解决了传统脉冲激光测距法中存在的提高测距精度和缩短测量时间两者之间的矛盾。据报道2005年中南大学成功研制出激光平直度自动测量系统，达到国际先进水平、填补了国内的空白[4]。

1.4 课题的研究目的和意义

目前，在工业生产中，高精度激光测距仪是解决在实际测量中需要人工跑尺，以及在人无法到达的地方进行安全测距工作的有效方法之一。小

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型、低价、省电、对人眼安全、无合作目标的高精度激光测距仪系列产品具有迫切的市场需求和广泛的应用前景。

目前空间目标距离的激光测量主要使用脉冲式激光测距方法和相位式激光测距方法。脉冲式激光测距是根据发射波信号与回波信号之间的时间间隔，即通过测量激光脉冲从激光器到待测目标之间往返时间t，来进行距离测量的，激光的传播速度很快，而目前高频的脉冲产生电路和计时电路存在着技术瓶颈，测距的分辨率只能达到厘米级，在短距离测量时其精度无法满足当前的需求。相位式激光测距是用连续波对激光进行调制，距离信息就隐含在从目标物反射回的调制光波的相位信息中。测出发射与接收光波之间的相位差，通过适当的换算，即可得到待测距离的实际值。在高频连续波的调制下其测距精度可以达到毫米级以下，且硬件实现简单，具有很好的方向性和功率,发展潜力比较大，逐渐成为短量程高精度测距的主要研究方向。当代电子技术的发展，使得对相位差的测量可能达到非常高的精度，故而相位法测距成为激光测距中的首选[5]。

虽然半导体激光测距机具有结构简单、体积小、重量轻、低成本、高重复频率、高效率等特点，在中、近程测距方面有明显优势，但是由于输出能量低而使得测程偏低，因此，提高测程是半导体激光测距系统急待解决的问题。提高半导体激光测距接收系统的性能是解决该问题的有效方法之一。因此本课题的研究具有重要意义。本课题是围绕提高接收系统的性能开展深入研究的，主要研究探测器件的选择，偏压电路、自动增益控制电路以及混频电路的设计。

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2 相位式激光测距技术

相位法测距是光电测距的主要方式之一，也是目前测距精度最高，应用最广泛的一种测距方法。相位法激光测距利用发射的调制光和被测目标反射的接收光之间光强的相位差包含的距离信息，来实现对被测目标距离的测量，由于采用调制和差频测相等技术，具有测量精度高的优点，广泛用于有合作目标的精密测距场合。

2.1相位式激光测距技术原理

相位式测距，就是间接地测出发射与接收光波之间的相位差φ，以代替测定时间t，从而得到待测距离的实际值D［５］。

光在大气中以速度c传播，在A、B两点间往返一次所需要的时间与距离的关系为

D?1ct （2.1） 2式（2.1）中:D—待测两点A、B 间的直线距离 C—光在大气中的传播速度 t—光往返AB一次所需要的时间

由上式可知，距离测量的可以转化为对光在AB之间传播时间的测量。由于对时间测量不够精确，所以将对间的测量转化为对相位差的测量，相位差的测量可以达到很高的精度，从而使距离的测量也达到了很高的精度。

设载波频率为f的调制光波，在待测距离AB上往返的时间为t2d，其相移为Φ。图1是其波形展开图。

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图2.1在AB间传播的正弦波展开图

设在起始时刻t1发射的调制光光强为

?(t1??0) （2.2） I1?Asin 接收时刻的调制光的光强为

?(t1??t2d??0) （2.3） I2?Asin 则发射时刻与接收时刻的相位差为

???t2d?2?ft2d （2.4） 时间差为

t2d?代入可得测距方程为

D?11????ct?c?(N?)?Ls(N??N) （2.6） 222?f22?c?；N为整波数，ΔN为不足整波数的尾数，（即f2? （2.5） 2?f式（2.6）中：??Ls）为测尺长度。

目前任何测量交变信号相位移的方法都不能测记所经过的整相位数，

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即无法确定相位移φ中包含的2π的整倍数N1，而只能确定不足整周期(2π)的尾数值Δφ1,当待测的距离较长时，为了既保证必需的测距精度，又不使距离测量结果产生不定解，考虑到无论哪种相位测量系统都有相位误差，我们可以在测距仪中设置几种不同的测尺频率，即相当于设置了几把长度不同、最小分划值也不相同的尺子，用它们同时测量某段距离，然后将各自所测的结果组合起来，就可得到单一的、精确的距离值。

2.2相位式激光测距多测尺原理

在各类型的长、中、短程测距仪中，为了实现远距离和高精度的相位测量，可以使用测尺长度不同的几把光尺(类似于钟表的时分秒三个指针配合使用，保证测量时间的精确)，在这组测尺中，最短的测尺保证必要的测距精度，而较长的测尺用于保证相位测距的量程。目前，在相位式激光测距中，采用的测距技术选定方式有两种：分散的直接测尺频率方式和集中的间接测尺频率方式[2]。 2.2.1分散的直接测尺频率方式

在这种测距技术中，测尺频率和测尺长度直接相对应，即测尺长度可以直接由测尺频率来确定，而且各测尺频率之间比较分散，所以这种选择频率的方式称为分散的直接测尺频率方式。测尺频率fs与测尺长度Ls的关系为：fs=c/2Ls。

表2.1分散的直接测尺频率

测尺频率 测尺长度 精度 15MHz 10m 1cm 1.5MHz 100m 10cm 10

150KHz 1km 1m 15KHz 10km 10m 山东科技大学学士学位论文 相位式激光测距技术

在测相精度一定的条件下，若要进一步扩大测程，同时又保持测距精度不变，就必须增加测尺频率，如表2.1所示。

由上表可知，此时最高测尺频率和最低测尺频率之间相差悬殊(达103倍)，使得放大器和调制器难以对各种测尺频率具有相同的增益和相移稳定性。而测程小于20公里的中、短程测距仪，由于测尺频率数目较少，分散性也不大，故其测尺频率的选择多用分散的直接测尺频率方式。对于长程测距仪，为了避免测尺频率过于分散，则不采用此方式。 2.2.2集中的间接测尺频率方式

在测尺频率的选择上，各频率间的差别不大，与分散的直接法相比较而言，频率较为集中。而相位差Δφ是间接得到的，若用两个调制频率f1与f2分别测量同一距离时，它们所测得的相位差率之差的调制光测量该距离时得到的相位尾数

??????1??2?t??1??0?????1??2?t??1??0?2?1tD?

???1???2?与用这两个频

是相等的。例如，若选f1=15MHz, f2=13.5M Hz，它们测量同一距离时的相位尾数差值与用f1-f2=1.5MHz的单个调制频率测量该距离时得到的相位尾数是相等的。这种方法使得系统中各部分能获得相近的增益和相位的稳定性，并可以获得稳定统一的频率源。

表2.2间接测尺频率、相当测尺频率及测尺长度

fs1 fs2 间接测尺频率 f=15M f1=0.9f f2=0.99 f f3=0.999f f4=0.9999 相当测尺频率 15MHz 1.5MHz 150KHz 15KHz 1.5KHz 测尺长度 10m 100m 1km 10km 100km ［２］

精度 10cm 0.1m 1m 10m 100m 11

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但是这种方式的缺点为：第一，两个频率太接近，所以在产生本地振荡器时电路设计难度加大；第二，在电路中同时存在四个或更多高频频率，相互之间的干扰会增大，电路设计难度增加，给相位测量带来困难；第三，由于各间接测尺频率值非常接近，在设计滤波放大器时不可能把这些频率分开，所以在测距时只能是先用一个频率去调制接收处理再用另一个频率去调制接收处理，不能同时多个频率去调制接收，这会造成测量时间的增长。因此，在短距离测量系统中，间接的测尺频率会很高，第一个缺点和第二个缺点很明显，一般不采用这种方式，而是采用分散的测尺频率方式。 2.2.3测距技术的选定

根据本课题的要求，设计1000米以内的激光测距仪，采用分散的直接测尺频率方式，选择频率为15MHz与150KHz的测尺，保证测程为1km,精度为1cm。

精测：f1=15MHz对应的精测尺长：Ls1?C2f1?10m，精度为1cm 粗测：f2=150KHz对应的粗测尺长：Ls2?C2f2?1000m，精度为1m 例如测量687.33m的距离时，则可用粗尺测得不足1000m的尾数687m，用精尺可测得不足10米的7.33m，将两者结合起来就可以得到687.33m。这样，就解决了测距仪高精度和长测程之间的矛盾，其中最短的测尺保证了必要的测距精度，最长的测尺则保证了测距仪的测程。

2.3差频测相原理

在测相精度很高（一般为1‰左右）的情况下，为了保证必要的测距精度，精尺的频率必须选得很高，一般为十几MHz～几十MHz甚至几百MHz。

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目前一些国家正在研制的超高频激光测距仪调制频率高达500 MHz，在这样高的频率下直接对发射波和接收波进行相位测量，在技术上将遇到极大的困难。例如高频电路中的寄生参量的影响将产生显著的附加相移，降低测相精度。另外，因为鉴相器的读数和频率有直接关系，若对不同的测尺频率直接测相，就必须有几套测相电路，使电路结构复杂化，也不经济。因此，目前相位式测距仪都采用差频来测相[5]。

所谓采用差频测相就是将高频信号变到携带相同的相位信息的低频信号，然后对该低频信号进行测相。在频率降低后，信号的周期扩大，这样的就大大提高了测相的分辨率，即提高了测相精度。同时，多个测尺频率转换为统一低频信号测相后，对接收机的频响要求降低，即对不同的调制频率，其接收信号差频后的滤波放大频率始终固定，这样有利于接收机获得高增益与高选择性。

在测距仪内一路主振信号经过激光器调制发射出去, 经待测目标反射回来,再由光电器件转成电信号, 与本振信号送入混频器差频成低频或中频信号, 这一路信号称为测量信号。另一路的主振和本振直接送入混频器差频出相同频率的低频或中频信号, 称为参考信号，比较两路信号的相位差。

图2.2 差频测相电路中各单元电路的相位关系

由图2.2可以看出差频信号仍保持着原高频信号的相位关系，测量中低

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频信号的相位就等于测量主振信号经2D距离后的相位延迟。

两路混频信号所得的相位差为：

?????1??0?t??1??0???1??0?t??1??0?2?1tD?2?1tD。

2.4 自动增益控制原理

从发射到接收过程中，经过目标物的漫反射以及衰减，由于受半导体激光器发射功率、收发距离远近等各种因素的影响，接收电路所接收的激光信号强弱变化范围很大。如果接收电路增益不变，则信号太强时会造成接收机的饱和或者阻塞，甚至使接收机损坏，而信号太弱时又有可能丢失。因此在信号接收放大模块中必须包含自动增益控制电路（AGC），以便对信号幅度的放大进行自动控制，在接受弱信号时，使接收电路有很高的增益，而在接收弱信号时，接收电路的增益应减小一些。这种要求靠人工增益控制来实现是困难的，必须采用自动增益控制电路，使接收电路的增益随着接收信号强弱而自动变化，使接收信号其满足混频器的要求。自动增益控制电路是接收电路中不可缺少的辅助电路[6]。

自动增益控制电路的作用是：当输入信号电压变化很大时，保持接收机输出电压恒定或基本不变。具体地说，当输入信号很弱时，接收机的增益大，自动增益控制电路不起作用；当输入信号很强时，自动增益控制电路进行控制，使接收机的增益减小。这样，当接收信号强度变化时，接收机的输出端的电压或功率基本不变或保持恒定。

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图2.3自动增益控制电路框图

设输入信号振幅为Ui,输出信号振幅为Uo，可控增益放大器器增益为K，它是控制电压UAGC的函数，则有U0?KUi，在AGC电路中，比较参量是信号电平，所以采用电压比较器，反馈网络由电平检测器、低通滤波器和直流放大器组成，检测出输出信号振幅电平，滤除不需要的较高频率，进行适当放大后与恒定的参考电平Ur比较，产生一个误差信号uc，这个误差信号uc通过控制信号发生器去控制可控增益放大器的增益，当Ui减小而使输出Uo减小时，检波电路产生的控制信号UAGC将使增益K增加，从而使Uo趋于增大，当Ui增大而使输出Uo增大时，检波电路产生的控制信号UAGC将使增益K减小，从而使Uo趋于减小。无论何种情况，通过环路的不断循环反馈，会使输出信号的振幅Uo保持基本不变或者仅在较小的范围内变化。

AGC电路的主要性能指标有两个：一个是动态范围，二是响应时间。 1、动态范围

AGC电路是利用电压误差信号去消除输出信号振幅与要求输出信号振幅之间电压误差的自动控制电路。所以当电路达到平衡状态后，仍会有电压误差存在。从对AGC电路的实际要求考虑，一方面希望输出信号振幅的变化越小越好，即要求输出电压振幅的误差越小越好；另一方面也希望允许输入信号振幅的变化范围越大越好。因此，AGC的动态范围是在给定输

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出信号振幅变化范围内，允许输入信号振幅的变化范围。由此可见，AGC的动态范围越大，性能越好。

2、响应时间

AGC电路是通过对可控增益放大器增益的控制来实现对输出信号振幅变化的限制，而增益变化又取决于输入信号振幅的变化，所以要求AGC电路的反应既要能跟得上输入信号振幅的变化速度，又不会出现反调制现象，这就是响应时间特性。所谓的反调制是指当输入调幅信号时，调幅波的有用幅值变化被AGC电路的控制作用所抵消。

因此对AGC电路的要求是：在输入信号较小时，AGC电路不起作用，只有当输入信号增大到一定程度后，AGC电路才起控制作用，使增益随输入信号的增大而减少。为实现上述要求，必须有一个能随外来信号强弱而变化的控制电压或电流信号，利用这个信号对放大器的增益自动进行控制。本设计采用半波检测电路输出的直流分量作为AGC控制信号。

2.5光电探测器

光电探测器件的作用是利用物质的光电效应把光信号转换成电信号。它的性能对光电系统的性能影响很大，它可以缩小系统的体积、减轻系统的重量、增大系统的作用距离等。在军事上、空间技术和其他的科学技术以及工农业等生产上光电探测器件得到广泛应用。 2.5.1光电探测器件的性能参数

由于光电检测器种类很多，特性以及要求是不同的。但作为光电检测器用于探测光信号并把它变换为相应的电信号，则有如下特性和要求[7][8]:

1、探测灵敏度:灵敏度是用来描述探测器对光辐射的敏感程度，定义为

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光探测器的输出变化与入射光的单位光功率之比。在评价器件的灵敏度时，其输出、输入量均用有效值(即均方根值)表示，并说明辐射源的性质。灵敏度可以用符号S???或者S?T,?,f?表示，其中λ表示工作波长，T为辐射源的室温，f为调制频率。

2、响应度:在实际应用中，探测器的光电转换能力或者探测器对光功率的响应能力用电压响应度和电流灵敏度表示。

(l)电压响应度R:R定义为探测器输出量VS(用伏特表示)与所给定波长的入射单位光功率P(或入射光通量)之比，即R?VW?1??VSP。

(2)电流灵敏度S:S定义为探测中所产生的信号电流Is与入射的单位光功率P (或入射光通量)之比(表示探测器的灵敏度)，则S?AW?1??ISP。

3、噪声等效功率NEP:NEP(noise equivalent power)广泛用于表征光电探测器探测能力的重要参数，它定义为:噪声归一化至单位带宽时，提供比值为1的信噪比所需要的最小辐射功率P(或辐射通量)，或者说是探测器的输出信号电压正好等于输出噪声电压(即VSVN?1)时的入射光功率。NEP量纲通常用平W.Hz-0.5表示，对于规定带宽(大于1Hz)也可以用W表示。

令最小的辐射功率P=NEP，Vs=Vn，则有NEP?VNR?P?VSVN?。 4、探测度D以及归一化探测度D*:D的定义为NEP的倒数，D的单位为W-1，，从上式可以看出，NEP表示探测器的最小可探测的功率，其值越小越好。而D则表示探测器的能力，其值越大越好。

5、频率响应和响应时间:频率响应是指在入射光波一定的条件下，探测器的灵敏度随入射光信号的调制频率的变化而变化的特性。若探测器的响应速度跟不上调制信号频率的变化时，则灵敏度下降，波形变坏。响应频率和响应时间都是表征探测器响应速度的量，只是使用于不同的场合。

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6、量子效率:对光电探测器来说，吸收光子产生光电子，光电子形成光电流。在一定的入射光子数下产生的光电子越多效率越高。通常用量子效率ηq表示，其定义为单位时间内被光子激励产生的光电子数与同一时间内入射到探测器表面的光子数之比。显然，ηq越高越好。 2.5.2各种光电探测器的性能比较

在半导体激光测距接收系统中，由于需要精确测量激光脉冲的飞行时间，所以对光电探测器的响应时间有很高的要求，另外，由于探测器接收的是目标反射回来的微弱信号，所以探测器应该对微弱信号敏感，信噪比较高。根据这几点要求，可供选择的光电探测器有光电倍增管 (PMT)，PIN型光电探测器和雪崩光电二极管(APD)。

在时间响应和频率特性上，即动态性能特性方面，光电倍增管和光敏二极管比较好，PIN光敏二极管和雪崩光敏二极管为最好;在光电特性方面，光电倍增管、光敏二极管都比较好;在灵敏度方面，光电倍增管、雪崩光敏二极管为最好。需要说明的是，灵敏度高不一定是输出电流大。输出电流大的器件有大面积光电池、光敏电阻、雪崩光敏二极管和光敏晶体管;所需外加偏压最低的是光敏二极管和光敏晶体管;暗电流以光电倍增管和光敏二极管为最小;在长期工作的稳定性上，以光敏二极管为最好，其次是光电倍增管和光敏晶体管;在光谱响应方面，以光电倍增管最宽，并且光电倍增管的响应偏在紫外方面，光敏电阻的响应偏向红外方面。 2.5.2.1 PMT光电倍增管

光电倍增管具有内部电流增益、灵敏度高、稳定性好、响应速度快、噪声小的优点，但结构复杂、体积大、工作电压高、抗外部强磁干扰差，

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动态响应范围较小并需要多组电压，较少在半导体激光测距系统中使用。 2.5.2.2 PN结光电探测器与PIN型光电探测器

PIN型光电探测器和雪崩二极管都是在半导体PN结光电探测器的上发展而来的，下面从工作原理出发来介绍这两种探测器的工作原理及优缺点。

图2.4 PN结光电检测器原理图

图2.4是半导体PN结光电探测器的原理图。半导体PN结光电探测器是一种体积小、重量轻、灵敏度高、响应速度快的固体探测器。其核心是由P型和N型半导体材料形成的PN结。当半导体材料吸收光能后，在PN结上会产生光生伏特效应，能将光信号转变为电信号。

当PN结处于平衡状态时，其内部将形成一个自建的强电场载流子耗尽区，此时若有大于半导体禁带宽度能量的光子照射到半导体上，则PN结势垒区附近会产生电子空穴对。这些非平衡的载流子运动到PN结附近，便被PN结强电场分离，结果分别在N区和P区边界积累了大量的非平衡的电子和空穴，产生了一个与平衡PN结内建电场方向相反的光生电场，由此产生的光电流与入射光强成正比。实际使用时是将探测器反向偏置，使耗尽层变宽，光生载流子增加[8]。

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图2.5 PIN光电探测器原理图

为了进一步提高半导体光电探测器的响应速度和灵敏度，通常在图2.4结构的P区和N区之间制作一个本征区(或称I区)，构成PIN光电探测器，如图2.5所示，a表示吸收系数。由于在适当的反向偏压下，这层高阻区就是耗尽区，耗尽区宽度的大大增加允许更多的光生电子一空穴对在高场强区产生，同时也降低了光电探测器的结电容，因此PIN型光电探测器与PN型相比，不但量子效率较高，而且响应时间也更快。半导体PN或PIN型光电探测器内部都没有放大作用，因而限制了它们灵敏度的进一步提高。 2.5.2.3 雪崩光电探测器

为解决灵敏度的问题，人们又设计了具有内部增益的光电探测器-雪崩光电探测器(APD)。在这种探测器中，由于光量子的倍增作用，一个光子可以产生10~100对光生电子和空穴，使光电流大大增加，显著提高了光探测

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器的灵敏度。

由于这种结构的PN结的耗尽区有极高的场强，当入射光子被吸收并产生电子一空穴对后，这些载流子在渡越耗尽区时将会被电场加速而获得极大的动能，它们碰撞半导体的晶格，使之电离产生二次电子一空穴对。然后，这些二次电子一空穴对又被加速，产生更多的电子一空穴对。这样的碰撞电离一个接一个地不断发生，就形成了“雪崩”倍增现象，使光电流放大。雪崩光电探测器不仅有较高的增益，而且响应速度快，是一种理想的高灵敏度光电探测器[9]。APD内部工作原理图如图2.6所示：

图2.6 APD内部工作原理图

图2.7 PIN与APD的信噪比与输入信号功率关系图

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从图2.7中可知PIN和APD在输入光功率为1mW时的信噪比十分接近的，而对小于1mW以下的弱光信号的探测，APD的信噪比明显高于PIN型探测器。因为信号在APD的内部得到增益，而不会明显的影响到总的系统噪声，比起PIN探测器能使整个系统有更好的信噪比。因此半导体激光测距机通常都选用APD作为探测器。

从上面的分析可以看出，APD响应时间短，由于内部具有倍增效应，对微弱信号有相当高的灵敏度，信噪比较高。所以它既能保证激光测距系统的测距精度，又能扩大测距范围，所以APD是脉冲激光测距系统激光接收器件的最佳选择。

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3 相位式激光测距仪接收电路的设计

根据相位式激光测距的原理，本章依据设计要求完成了相位式激光测距仪接收系统中光电检测器的选择、APD高压偏置电路、温度补偿电路、自动增益控制电路以及混频电路的设计。

3.1相位式激光测距仪的整体设计

系统的核心控制和处理单元为一数字信号处理器件（DSP）。由两个直接信号频率合成器[9]（简称作为DDS）作为精密信号源产生主振和本振正弦信号。其中一路主振信号经过激光器调制发射出去, 经待测目标反射回来,再由光电器件APD转成电信号, 与本振信号送入混频器差频成低频或中频信号, 这一路信号称为测量信号。另一路的主振和本振直接送入混频器差出相同频率的低频或中频信号, 称为参考信号。

图3.1 相位式激光测距的总体框图

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如图3.1所示测量信号和参考信号经过放大后进入数模转换器件, 由DSP控制启动A/D进行数据采样, 并由DSP通过FFT运算完成两路差频信号的相位差计算, 既而得到测量信号所经过的距离值。

根据前面章节的叙述和设计要求，测距仪的基本设计和参数指标如下： ⒈用直接分散测尺频率方式，频率为15MHz和150KHz，本地振荡信号频率用14.985MHz和135KHz；

⒉选用激光测距专用雪崩光电二极管；

⒊设计高压偏置电路发生120V-160V的高压使APD达到最佳增益； ⒋设计温度补偿电路在温度变化时来调整光检测器的偏置电压； ⒌设计自动增益控制功能(AGC)，以便对信号幅度的放大进行自动控制，使其满足混频器的要求；

⒍设计参考与测量混频电路，降低信号频率，便于进行测量相位差。 根据总体框图设计，可将整个激光测距仪分为：第一大部分是激光发射部分，其中包括激光调制信号的产生、激光信号的产生和调制发射部分三个模块；第二大部分是激光回波接收部分，包括调制信号的探测即光电转换部分、信号放大部分、混频与信号转换、DSP处理和单片机计算显示。

另外整个激光测距仪除了光频信号外，一共出现五个不同频率的信号，即：主振1：15MHz，主振2：150KHz，本振1：14.985MHz，本振2：135KHz和15KHz的混频输出信号，除了最后一个混频输出信号外，其他四个频率的信号都将在相位式激光测距仪发射电路当中产生。本设计主要研究激光回波接收部分的光电转换部分、信号放大部分以及混频部分。

3.2光电检测器的选择

光谱响应度是光电探测器的基本性能之一，表征光电探测器对不同波长入射辐射的响应。光电探测器的光谱响应特性有明显的选择性。

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图3.2显示的是一般硅、锗光电二极管的光谱响应特性，可以看出硅型和锗型的光电二极管在相对灵敏度上，对波长有着明显的选择性。

图3.2 硅、锗光电二极管的光谱响应特性

设计中应选择对发射激光的波长响应度高的雪崩二极管作为光电探测器。由于设计系统半导体激光器发生信号为红波，波长为650nm，由图3.2可得硅雪崩二极管比锗雪崩二极管对该范围的波长响应度高，因此选择硅雪崩二极管作为激光探测器。

另外，当雪崩二极管偏压较低时，无倍增效应，偏压升高时，光电流迅速上升，但噪声电流也随偏压的增加而升高，达到雪崩电压时，噪声电流曲线的斜率特别大，使信噪比急剧下降。因此，使用雪崩管时应特别注意最佳偏压的稳定。

3.3 APD高压偏置电路的设计

雪崩二极管虽然有很高的内部增益,响应速度非常快,但必须给它提供一个较高的反向偏置电压，才能使雪崩二极管发挥其优异的特性[11][12]。根据设计要求，APD高压偏置电路需产生120-160V的高压，使雪崩二极管达

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到很高的增益。 3.3.1高压发生电路原理

如图3.4所示，高压发生器由一 个555振荡器、开关三极管Q1、储能电感L3、滤波电容C37、C38以及隔离二极管D2、D3组成。 +5V+5VL3C310.01uF33mHC2810uF/16VD2R51200k4RR110KVoh8VCCQDC37R52680Q12N3904IN40075D3R55560IN4007C3710uF/400VC3810uFCV12k2GNDR54TRTH6U11NE555C390.01uF 图3.4 APD高压发生电路 555振荡器是用于产生一定频率的方波信号来控制三极管的导通和截止，再经过由电感电容组成的滤波电路，从而产生高的输出电压。电路的基本工作原理是当三极管Q1导通时，能量从电源流入，并储存于电感L3C30.01uFR363.9M中，由于三极管导通期间正向饱和压降很小，因此这时二极管D2反偏，负1MR37载由滤波电容C37供给能量，将电容中储存的能量CV2释放给负载。当三R41U2:A极管截止时，电感中的电流不能突变，它上面产生的感应电势阻止电流的0.01uF2+5V减小，感应电势的极性为上负下正，二极管D2导通，电感中储存的能量

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LI22流入电容(充电)，并供给负载。

由于选用的普通电感都有一定的电流饱和度，因此如果三极管的导通时间太长，那么电感上流过的电流将达到饱和，即电流不能持续增长，所以这时候并不能得到较大的输出电压，反而由于频率较小的关系，导致三极管上的功率损耗加大。再加上电容上漏电流的影响，如果长时间不能充电，反而将使输出电压值减小，电路的利用率大大降低。所以要选择合理的参数值，使从555电路中得到的周期能恰好使电感工作在接近饱和的状态，这样的设计能提高电路的转化效率。同时，由于电路工作在不饱和的状态下，就可以通过调节三极管的导通时间来较好的控制输出电压。在电感电流未到达饱和状态时，忽略管子的导通压降，可以通过下面的式子来计算输出电压:

V0?Vi?ton?tof?ftoff （3.1） 式中：ton是三极管导通时间;

toff是三极管的截止时间; Vo是输出电压: Vi是电源提供的电压。

由上式可以看出，当toff很小，而ton相对比较大时，就能够得到很大的Vo值。当该电路工作在稳压状态时，输出电压为恒定值Vo，只要适当选择电容C37，就能使纹波足够小。如当要求纹波为△Vo、直流输出电流为Io时，由于管子导通期间全部负载都由C37供电，因此C37取决于下式： C37?Ioton?V0 （3.2） 所以，为了使纹波电压尽可能小，可以尽量使用比较大的滤波电容。电感的参数与输出电压、输入电压、输出电流与开关频率有关，如果需要比较大的输出电压，就需要电感的饱和电流尽可能要大，同时，饱和状态

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下，也可以用增加电感的方法来得到较大的输出电压。 3.3.2 电压控制反馈电路 VctlD1在高压发生电路中加入一个反馈回路可以得到更加稳定的电压，并且C29C30IN400710uF/16V10uF/16VC26使电压在一定范围内可调。这个反馈回路利用输出电压Vref5来控制555集10uF/16V成电路的第5脚，使555的输出频率以及占空比发生变化，从而控制三极R110K管的导通时间，起到控制输出电压的作用。 VohC30.01uF07R363.9MVohC3710uF/400VC380.01uF1MR37+5V0.01uFU2:AC22Vref512R41100K83R433.3kLM358R4456k4C250.01uFR482.2K 图3.5输出反馈回路 未加入输入反馈回路时，555振荡器构成多谐振荡器，电容C39上的电压Vc将在VT+与VT-之间往复震荡，Vc与Vo的波形如下图所示： 28

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图3.6 555振荡器产生波形

由图3.6的波形求的电容C39的充电时间T1和放电时间T2各为：

T1??R51?R54?C39ln??VCC?VT??VCC?VT????R51?R54?C39ln2?672us T2?R54C39ln??0?VT???0?VT????R54C39ln2?83us

故电路的振荡周期为T= T1+ T2=755us 振荡频率为f=1/T=1325Hz 输出脉冲的占空比为q= T1/T=89%

加入反馈回路后，随着输出电压的变化，振荡频率与输出脉冲的占空比随着变化，电容充电时间和放电时间不仅与R51、 R54 、C39的值相关，也与反馈输出电压Vref5有关，具体的计算公式为：

T1?(R51?R54)C39ln(VCC?0.5VrefVCC?Vref) （3.3）

T2?R54C39ln2 （3.4） 由以上两式可以看出，当改变Vref时，T2是不变的，只有T1发生了变化，也就是说振荡频率与脉冲的占空比发生了变化，因为T2不变，所以Vref变小时，T1也减小，使Vo减小；Vref变大时，T1也变大，使Vo变大。

只要元件参数选择恰当，运用这个电压放大电路能将输入电压放大到三十倍以上，并且输出电压有很好的稳定度。该电路可以提供的电流约为0.5mA，足以驱动APD正常工作。

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3.4 温度补偿电路

APD的内部电子和空穴的电离速率取决于温度,因此内部增益对温度非常敏感。上一小节已经介绍高压发生电路对APD提供高偏置电压。在这个条件下APD的内部增益对温度的依赖性尤其明显，一个小小的温度变化就能引起增益的很大变化。理论上可以证明APD的增益是关于其偏压和温度的函数，二者共同决定了APD工作时增益大小。对APD的温度漂移的偏压补偿原理：让APD的偏压随温度的改变而改变就可以维持APD增益基本的恒定，保证其正常工作。

APD倍增增益称为最佳雪崩增益，公式为:

Mopt???q(I?I)xRL??Pdb???4KT?12?x （3.5）

式（3.5）中，x为过剩噪音系数，它的大小取决于APD的制作材料及制作工艺。APD的最佳倍增增益取决于入射光功率、暗电流、环境温度及光电响应度等因素[12]。

图3.7 硅APD的温度-响应度-偏压关系曲线

由图3.7硅APD的温度-响应度-偏压关系曲线可以看出，如果要保持

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最佳增益，随着温度的变化，APD相应的偏置电压值就会发生变化。因此，必须设计温度补偿电路来控制APD的偏置电压，使APD在各种温度条件下都能以最佳倍增增益工作，从而使接收系统获得最大的信噪比。 3.4.1 温度传感芯片MAX6613介绍

低电压模拟温度传感器MAX6613,是一种工作电压低、功耗低、封装尺寸小的模拟温度传感器[13]。

1、如图3.8与表3.1所示为MAX6613芯片的管脚图及管脚功能介绍：

图3.8 MAX6613管脚图 表3.1 MAX6613管脚介绍 管脚 1 2 3 4 5 符号 N.C GND OUT VCC GND 功能 空脚，可悬空或者接地 地，与5脚连接在一起 与温度成反比的输出电压 电源正端，接一个0.1uF电容到地 地 2、MAX6613芯片的主要特点：

●工作电压1.8~5.5V，静态电流低，典型值为7.5uA，自热影响甚微； ●测温精度：0 ~50范围精度±1.3℃、-20~80范围精度2℃、-55~+100℃

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范围精度±2.4℃、100~125℃范围精度±2.8℃；

●测量范围为-55℃~+130℃； ●小尺寸5管脚SC70封装。

3、MAX6613的输出电压Vout与被测温度T的关系为[14]：

Vout?0.0000022T2?0.01105T?1.8455V （3.6） 在很多情况下可简化为线性关系，

Vout??0.01123T?1.8455V （3.7） 例如在-40℃时，Vout=2294V, 0℃时Vout=1.845V,125℃时Vout=0.447V。 根据Vout的电压可计算出被测温度T??1.8455?Vout?0.01123V,这里要说明的是温度传感器的灵敏度有±0.24mV/℃的允差，计算值与实际值往往不一致。

图3.9 MAX6613输出电压与温度的关系

由图3.9可以看出MAX6613的模拟电压输出与温度成线性变化，符合设计需要。

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3.4.2 温度补偿电路的分析与设计

设雪崩二极管的高压偏置电压与温度变化的关系式为：

VAPD?D?CT?145.613?0.681t （3.8） MAX6613的输出电压与温度之间的关系式为：

Vout?B?AT??0.01123T?1.8455V （3.9）

为了便于运算，在电路中设置了一个参考电压,如下图所示： 12R35+52K3KR40+522KR42D1C230.1uF25U4VCC B4AOUTGNDMAX6613C110.1uFR46300R4722K322KR4522K210.01uFU5AVctlLM358AP+5VohC21R38+5参考电压V1R3910KR49100C 图3.10 温度补偿电路 如图3.10所示，参考电压V1与温度传感器MAX6613的输出电压Vout作为运放LM358的正相输入。LM358的输出端Vctl作为高压发生电路的电源输入端。参考电压可通过下式来计算： 33 山东科技大学学士学位论文 相位式激光测距仪接收电路的设计

V1??DC?*A?B （3.10） 图3.10中，R42=R45=R47,参考电压的值还可通过下式来计算：

V1?5R39?R38?R39? （3.11） 定义V1是为了使放大器输出电压Vctl与高压发生电路输出电压Voh相差整数倍。由放大器虚短、虚断原理可得，1、2点的电压相同，从而可得出放大器LM358的输出电压：

Vctl??V1?Vout??R35?R40?R40 （3.12） 由上一小节得，高压发生电路的输出电压Voh：

Voh?(Ton?Tof)（3.13） fVctlToff

3.5自动增益控制电路AGC

在实际应用中，由于近距离反射激光脉冲信号幅度变化过大，接收光电放大器输出的信号幅度相应变化过大，甚至有可能出现饱和失真，另外，激光发射的干扰，使得近距离测量更加困难，如果在接收系统中加入自动增益控制(AGC)电路，则可做到零盲距测量[7]。 3.5.1 可变增益放大器AD603介绍

AD603是一种低噪声、电压控制增益的新型运放，其传输带宽高达90MHz，增益最高可达51dB，最低达-1ldB。它不但具有高频带宽度、低噪声、低畸变、高增益精度、稳定性能好的特点，还具有电压控制的可变增益功能。特殊的性能使该集成芯片取代原来由众多器件搭成的增益调整电路。

1、管脚介绍

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图3.11 AD603管脚图 表3.2 AD603管脚介绍 管脚 1 2 3 4 5 6 7 8 符号 GPOS GNEG VINP COMM FDBK VENG VOUT VPOS 功能 增益控制电压正相输入端(加正电压增大增益) 增益控制电压反相输入端(加负电压增大增益) 运放输入端 运放接地端 反馈网络连接端 负供电电源端 运放输出端 正供电电源端 2、使用AD603时需要注意的若干问题：

●无论增益的范围是多少，AD603的实际的增益都在理论增益的基础上限附加1.07dB，下限附加-1.07dB ，如带宽为90MHz 时．理论上增益范围：10dB到30dB，实际的增益为：-11.07dB~31.07dB；

●带宽为9MHz 时，若在管脚5与地之间连一个电阻，有可能得到更高的增益上限，但增益最大不超过60dB；

●AD603驱动的负载阻抗在100?左右时失真最小；

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●输出电压的幅度与负载电阻有关：如外接负载为500?时，输出电压的幅度为：±25V；

●AD603的输入电阻为100?，信号输入对应考虑阻抗匹配； ● 由于输出管脚为7脚，正、负供电电源为8脚、6脚．所以测量输出时千万要小心， 但将输出端与供电端短路，将对芯片造成永久性损坏。

3、用户可利用反馈网络（VOUT与FDBK端的连接方式）设计AD603的增益，可设置成三种模式[15]：

模式一：VOUT与FDBK短路，即为宽频带模式（90MHz带宽），AD603的增益被设置成-11.07dB~+31.07 dB；

模式二：VOUT与FDBK之间外接一个电阻，根据放大器的增益关系式，选取合适的电阻，可获得所需要的模式一与模式三之间的增益值。本设计选择模式二；

模式三：VOUT与FDBK之间开路，FDBK对COMM连接一个18pF的电容用于扩展频率响应，该模式为高增益模式，其增益范围为+8.93~ +51.07dB，带宽为9MHz。

图3.12 AD603增益与控制电压的关系曲线

在以上三种模式中，增益G（dB）与控制电压VG的关系曲线如图3.12所示。当VG在-500mV~+500mV范围内以40dB/V（既25mV/dB）进行线性

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增益控制，增益G(dB)与控制电压VG之间的关系为：G(dB)=40VG+Goi（i=1,2,3），其中VG=VGPOS-VGNEG（单位为伏特），Goi分别为三种不同模式的增益常量：GO1=10dB，GO2=10~30dB（由REXT决定，当REXT=2.15千欧时，GO2=20dB），GO3=30dB。

当VG<-500mV或VG>+500mV时，增益（dB）与控制电压VG之间不满足线性关系,当VG=-526mV时，Gmin(dB)=GF-42.14；VG=+526mV时，Gmax(dB) =GF。

3.5.2 自动增益控制电路分析与设计 激光从发射到接收过程中，受半导体激光器发射功率、收发距离远近等各种因素的影响，接收电路所接收的激光信号强弱变化范围很大。需要设计自动增益控制电路使接收电路的增益随接收信号强弱而自动变化。 +10V+10VC360.1uF18C380.1uF1GPOSV+GNEGVOUTVINPCOMMV-6FDBK58GPOSV+GNEGVOUTVINPCOMMV-6FDBK57C39APD-OUT0.1uF23C407C23VoutR1131004R1102.49K0.1uF+10v4R1112.49K+10vU1AD603C21nFU2AD603C31nFR1142.49KR1152.49KC42100uFC430.1uFR1162.49KC44100uFC450.1uFR1172.49KVAGCR1185.49KR1191.05KR1203.48K+10V 图3.13自动增益控制电路图 图3.13为本设计采用的自动增益控制电路，采用两片AD603级联的方式，级间采用电容耦合，总增益可达84.28dB。

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1、在级联应用中有两种增益控制连接方式：顺序控制方式和并联控制方式[16]。

顺序控制方式：优化信噪比，两片AD603级联的顺序控制方式是将两片AD603的两个正增益控制输入端GPOS以并联形式由一个正电压VG(GPOS对地的电压)驱动，而两级的负增益控制输入端（GNEG）分别加一个稳定的电压，使VG1和VG2之间满足2*0.526V的电位差时，则第一级的增益达到最大值时，第二级的增益才从最小值开始提高。

并联控制方式：两片AD603级联的并联控制方式是将两级的正增益控制输入端（GPOS）以并联形式由一个正电压VG驱动，而两级的负增益控制输入端（GNEG）以并联形式接地或者加一个稳定的电压，及VG1=VG2，于是两级的增益同步变化，并联控制方式在线性范围内的控制能力为80dB/V,即在较小的控制电压下便可获得较高的增益，但是在并联方式工作时其增益误差是顺序控制方式的两倍，输出信噪比随着增益的提高而线性下降。

低增益波动方式（最小增益误差方式）：由于即使在增益稳定状态下也存在一定的增益误差，且呈现周期性的纹波状态，若设置两片AD603级联时所对应的VG1与VG2之间存在合适的电位差（约93.75mv），便可使两级的增益误差相互抵消，以实现所需增益范围内总增益误差最小。

本设计采取并联控制方式，并且为减小增益误差，由R119提供所对应的VG1与VG2的电位差，并且VOUT与FDBK之间外接一个电阻增益范围增大。

2、由AD603的原理可知，其增益控制VG若与输入信号成反比，便可实现AGC功能，获得AGC电路的增益控制电压，通常采用半波检测电路或RMS（有效值）电路。本设计给出了一种利用两只三极管等组成温度补偿的半波检测电路和两片AD603级联而构成的AGC实用电路。，如图3.14所示，图中由Q1和R112组成一个检波器，用于检测输出信号幅度的变化。流进电容

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C35的电流为Q2和Q1两管的集电极电流之差，而且其大小随U2输出信号的幅度大小变化而变化，这使得加在U1、U2放大器1脚的自动增益控制电压VAGC随输出信号幅度变化而变化，从而达到自动调整放大器增益的目的。 +10VR691.54KR701.24KC340.1uFVAGC2N3906R713.83KQ2C350.1uFQ12N3904R1094.99KC370.1uFR112806C1Vout1nFFRE-BACK 图3.14半波检测电路 R112的选取由带隙基准原理所确定，适当选择R112使之满足VOUT=VBE+ VR112=1.2V（即VR112=500mV）时，VOUT在较宽的温度范围内将是稳定的。对方波而言，在输入信号稳定时，VAGC应保持稳定，则Q在导通的半个周期内发射极电流应为600uA,于是R2=833?，实际应用中时正弦波并非方波，R2的推荐值为806?。另外，改变C35的值可改变AGC的时间常数，C35的取值一般在0.1~1uF之间。 39

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3.6混频电路

由第二章的相位式激光测距系统的原理框图可知，混频器是把携带相位信息的主振信号、回波信号分别与本振信号混频，实现主振信号、回波信号的相位从高频搬移到中频上，便于测量发射信号和回波信号的相位差。因此，在系统中同时存在2个混频器。混频器1实现15MHz的回波信号与14.985MHz的本振信号的混频，把15MHz回波信号相位信息搬到15KHz上，或者实现150KHz的回波信号与135KHz的本振信号的混频，把150KHz回波信号相位信息搬到15KHz上;混频器2实现15MHz主振信号与14.985MHz的本振信号的混频，把15MHz主振信号相位信息搬到15KHz上，或者实现150KHz主振信号与135KHz的本振信号的混频，把150KHz主振信号相位信息搬到15KHz上。

混频功能一般由乘法器或者其它的非线性元件实现，其电路有晶体三极管混频电路、二极管混频电路和模拟乘法器混频电路等多种形式。设两路混频信号为fH和fL,则三种电路的混频输出频谱如图3.15所示：

图3.15 混频电路的频谱输出

由图3.15可以看出，在以上三种混频电路的频谱输出中，模拟乘法器输

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出电压不含有信号频率分量，仅还有和频和差频信号，从而降低了滤波的要求。可见模拟乘法器是最好的混频器件，本设计选择模拟乘法器MC1496实现混频电路。

3.6.1 模拟乘法器MC1496介绍

根据双差分对模拟相乘器基本原理制成的单片集成模拟相乘MC1496是四象限的乘法器。 +VccRR126V28V4V3V1NPN10NPNNPNNPNV64V5NPN1NPN2RY35V8NPNV9NPNR510kV7DIODER1500R2500R350014 图3.16 MC1496内部电路图 如图3.16所示，MC1496由三个差对管组成，输出集电极连至一起以平衡乘法器的输入电压，这样输出信号就是输入信号乘积的常数倍，其中V7、

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R1、V8、R2、V9、R3和R5等组成多路电流源电路，V7、R5、R1为电流源的基准电路，V8、V9分别供给V5、V6管恒值电流I0/2，R5为外接电阻 ，可用以调节I0/2的大小，另外，由V5、V6两管的发射极引出接线端2和3，外接电阻RY，利用RY的负反馈作用，以扩大输入电压U2的动态范围，RC为外接负载电阻。其中8、10端为X输入端，4、1端为Y输入端，12、6端为输出端，5端接电阻以调节恒值电流的大小，14端为电源端。

由对线性直流模拟乘法器的数学分析可知：输出信号的范围仅包含输入信号频率的和与差两部分。所以MC1496可用于调制器、混频器、乘法器、倍频器以及其他的需要类似信号特征信号输出的场合。低倍差分放大器的发射极连至芯片的引脚，以便外接发射极电阻。同样，在芯片的输出端同样需要外接负载电阻。 3.6.2混频电路的分析

双差分对模拟相乘器MC1496用于混频电路，主要优点是混频增益大，输出信号频谱纯净、混频干扰小，对本振电压互感器的大小无严格的限制，端口之间隔离度高[17]。而且由于乘法器的输出电压不含有信号频率分量，从而降低了滤波的要求。

混频器的实质是对输入的两路信号作乘法运算，提取差频信号来实现混频。如式3.14所示：

co?sw1t??1?co?sw2t??2??w1?w2?t???1??2???co?s?w1?w2?t???1??2?????co?s （3.14）

本设计中需要得到15KHz的差频信号，则需要设计振荡频率为15KHz RLC谐振回路来获的两输入信号的差频信号。本设计所采用的混频电路参见附录三。

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3.6.3 RLC谐振回路的设计

RLC谐振回路就是由电感和电容串联或者并联行成的回路，只有一个回路的振荡电路称为简单振荡回路或者单振荡回路。简单振荡回路的阻抗在某一特定频率上具有最大或最小值的特性称为谐振特性，这个特定频率称为谐振频率。简单振荡回路具有谐振特性和频率选择作用，这是本次设计选择它的重要原因，设置它的谐振频率为15KHz，则可以获得两输入信号的差频信号。

简单谐振回路包括串联谐振回路与并联谐振回路，串联谐振回路适用于电源内阻低的情况或低阻抗的电路，当频率不是非常高时，并联谐振回路应用最广。本设计中15KHz不是非常高的频率，故选择并联谐振回路。

谐振频率为f0=15KHz,取回路电容值为C72=0.01uF， 则回路所需的线圈电感值为：L1?1w0C?11.2mH， 回路谐振电阻为：R86?Qw0L?1K?。

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4 仿真结果及分析

本设计采用Proteus仿真软件对相位式激光测距仪接收电路中的高压发生电路、自动增益控制电路进行仿真，分别检测高压发生电路能否产生120—160V的高压；自动增益控制电路能否对输入信号的幅度进行自动控制。

4.1 APD高压偏置电路的仿真结果及分析

如3.3节APD接收放大电路的设计所述，APD高压偏置电路需产生120-160V的高压，使雪崩二极管达到很高的增益。将图3.5所示的输出反馈回路的利用输出电压Vref5接至图3.4所示的高压发生电路来控制555集成器电路的第5脚，使555的输出频率以及占空比发生变化，从而控制三极管的导通时间，起到控制输出电压的作用。即对附录二APD高压发生电路图进行仿真。

由式（3.1）V0?Vi?ton?toff?toff可得，电路输出电压与三极管导通时间ton、三极管的截止时间toff、电源提供的电压Vi有关，当toff很小，而ton相对比较大时，就能够得到很大的Vo值。但如果ton太长，那么电流不能持续增长，所以这时候并不能得到较大的输出电压，反而由于频率较小的关系，导致三极管上的功率损耗加大。所以要选择合理的参数值，通过调节三极管的导通时间来较好的控制输出电压。仿真过程中设置Vi=5V。

T1?(R51?R54)C39ln(再由式（3.4）

VCC?0.5VrefVCC?Vref)和式T2?R54C39ln2（3.5）

可得，ton、toff不仅与R51、 R54 、C39的值相关，也与反馈输出电压Vref5有关。下面通过不断调整R51、 R54 、C39的值，来观察输出电压波形。

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●设置参数R51=20K, R54=12K, C39=0.01uF,输出电压波形为

图4.1 高压发生电路输出电压波形一

由图4.1可以看出，虽然最后的输出电压值达到设计要求，但是电压增长缓慢，而且在短时间内不能输出稳定的高电压。继续增大R51的阻值，即继续增大三极管的导通时间。

●设置参数R51=50K, R54=12K, C39=0.01uF,输出电压波形为：

图4.2高压发生电路输出电压波形二

由图4.2可以看出输出电压增长速度比图4.1所示加快，在1s左右达

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山东科技大学学士学位论文 仿真结果及分析

到150V的高压，且趋于稳定。继续增大R51观察仿真结果。

●设置器件参数R51=70K, R54=12K, C39=0.01uF，输出电压波形为：

图4.3高压发生电路输出电压波形三

由图4.3可以看出输出电压增长速度继续加快，在900ms左右达到150V的高压，且逐渐趋于稳定。继续增大R51观察仿真结果。

●设置器件参数R51=100K, R54=12K, C39=0.01uF，输出电压波形为：

图4.4高压发生电路输出电压波形四

由图4.4可以看出输出电压增长速度继续加快，在700ms左右达到150V

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