高频C4实验指导书

高频电子线路实验指导书

高频C4电子实验箱总体介绍LP00012492682536

一、概述

本高频电子实验箱的实验内容及实验顺序是根据高等教育出版社出版的〈〈高频电子线路〉〉一书而设计的（作者为张肃文）。在本实验箱中设置了十个实验，它们是：高频小信号调谐放大器实验、二极管开关混频器实验、高频谐振功率放大器实验、正弦波振荡器实验、集电极调幅及大信号检波实验、变容二极管调频实验、集成模拟乘法器应用实验、模拟锁相环应用实验、小功率调频发射机设计和调频接收机设计。其中前八个实验是为配合课程而设计的，主要帮助学生理解和加深课堂所学的内容。后两个实验是系统实验，是让学生了解每个复杂的无线收发系统都是由一个个单元电路组成的。

二、整机介绍

整机元件分布图如图0-1所示，整机测试点和各调试点分布图如图0-2所示， 在图0-2中所列出的是测试点、调试点、电源开关及电源指示等。

在实验板的右侧为为实验所需而配备的高低频信号源和频率计。它们不作为实验内容，属于实验工具。高低频信号源和频率计的使用说明如下。

1、 频率计的使用方法

本实验箱提供的频率计是基于本实验箱实验的需要而设计的。它只适用于频率低于15MHz，信号幅度Vp-p=100mV～5V的信号。参看电路原理图G11和整机分布图（原理图中的CG10用于校正显示频率的准确度，WG1用于调节测量的阈门时间，这两个元件均在PCB板的另一面）。

使用的方法是：KG1是频率计的开关，在使用时首先要按下该开关；当测低于100KHz的信号时连接JG3、JG4（此时JG2应为断开状态）。当测高于100KHz的信号时连接JG2（此时JG3、JG4应为断开状态，一般情况下都接JG2）。

将需要测量的信号（信号输出端）用实验箱中附带的连线与频率计的输入端（ING1）相连，则从频率计单元的数码管上能读出信号的频率大小。数码管为8个，其中前6个显示有效数字，第8个显示10的幂，单位为Hz（如显示10.7000-6时，则频率为10.7MHz）。

本频率计的精度为：若信号为MHz级，显示精度为百赫兹。若信号为KHz和Hz级则显示精度为赫兹。

2、 低频信号源的使用方法

本实验箱提供的低频信号源是基于本实验箱实验的需要而设计的。它包括两部分： 第一部分：输出500Hz～2KHz信号（实际输出信号范围较宽）；此信号可以以方波的形式输出，也可以以正弦波的形式输出。它用于变容二极管调频单元，集成模拟乘法应用中的平衡调幅单元，集电极调幅单元和高频信号源调频输出。

第二部分：输出20KHz～100KHz信号（实际输出信号范围较宽）；此信号以正弦波的形式输出。它用于锁相频率合成单元。

低频信号源在整机中的位置见整机分布图，电路原理图见附图G8。

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低频信号源的使用方法如下：

电路原理图中的可调电阻WD5用于调节输出方波信号的占空比；WD3、WD4的作用是：在输出正弦波信号时，通过调节WD3、WD4使输出信号失真最小。这三个电位器在实验箱出厂时均已调到最佳位置且此三个电位器在PCB板的另一面。

电路原理图中的可调电阻WD6用来调节输出频率的大小；WD1用于调节输出方波信号的大小；WD2用于调节输出正弦波信号大小。

在使用时，首先要按下开关KD1。当需输出500Hz～2KHz的信号时，参照电路原理图G8连接好JD1、JD4（此时JD2、JD3应断开），则从TTD1处输出500Hz～2KHz的正弦波；断开JD4，连上JD3，则从TTD2处输出500Hz～2KHz的方波。根据实验的需要用示波器观察，通过调节WD1、WD2获得需要信号的大小，WD1调节方波的大小，WD2调节正弦波的大小；用频率计测量，通过调节WD6获得需要信号的频率。

当需输出20KHz～100KHz的信号时，参照电路原理图G8连接好JD2、JD4（此时JD1、JD3应断开）。从TTD1处输出20KHz～100KHz的正弦波。根据实验的需要用示波器观察，通过调节WD2获得需要信号的大小；用频率计测量，通过调节WD6获得需要信号的频率。

3、 高频信号源的使用方法

本实验箱提供的高频信号源是基于本实验箱实验的需要而设计的。它只提供10.7MHz的载波信号和约10.7MHz的调频信号（调频信号的调制频偏可以调节）。载波主要用于小信号调谐放大单元、高频谐振功率放大器单元、集电极调幅单元、模拟乘法器部分的平衡调幅及混频单元和二极管开关混频单元。调频信号主要用于模拟乘法器部分的鉴频单元和FM锁相解调单元。参看附原理图G10和整机分布图。

晶体振荡输出载波峰峰值不低于1.5V。LC振荡输出载波峰峰值不低于1V。 高频信号源的使用方法如下：

使用时，首先要按下开关KF1。当需要输出载波信号时，连接JF1（此时JF2、JF3、JF4断开），则10.7MHz的信号由TTF1处输出，WF1用于调节输出信号的大小。

当需要输出10.7MHz的调频信号时，连接JF2、JF3、JF4（此时JF1断开，同时使低频信号源处于输出1KHz正弦波的状态，改变低频信号源的幅度就是改变调频信号的频偏，在没有特别要求时，一般低频信号源幅度调为2V，参看低频信号源的使用），则10.7MHz的调制信号由TTF1处输出，WF1用于调节输出信号的大小；低频信号源处的WD2用于调节调制频偏的大小。

在具体使用中，通过示波器观察输出信号的大小和形状。

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实验一 高频小信号调谐放大器

一、实验目的

小信号调谐放大器是高频电子线路中的基本单元电路，主要用于高频小信号或微弱信号的线性放大。在本实验中，通过对谐振回路的调试，对放大器处于谐振时各项技术指标的测试（电压放大倍数，通频带，矩形系数），进一步掌握高频小信号调谐放大器的工作原理。学会小信号调谐放大器的设计方法。

二、实验内容

1、 调节谐振回路使谐振放大器谐振在10.7MHz。 2、 测量谐振放大器的电压增益。 3、 测量谐振放大器的通频带。 4、 判断谐振放大器选择性的优劣。

三、实验仪器

1、BT-3（G）型频率特性测试仪（选项） 一台 2、20MHz模拟示波器 一台 3、数字万用表 一块 4、调试工具 一套

四、实验原理

1、原理

图1-1所示电路为共发射极接法的晶体管高频小信号调谐放大器。它不仅要放大高频信号，而且还要有一定的选频作用，因此晶体管的集电极负载为LC并联谐振回路。在高频情况下，晶体管本身的极间电容及连接导线的分布参数等会影响放大器输出信号的频率和相位。晶体管的静态工作点由电阻RB1，RB2及RE决定，其计算方法与低频单管放大器相同。

图1-1 小信号调谐放大器

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放大器在高频情况下的等效电路如图1-2所示，晶体管的4个y参数yie，yoe，yfe及yre

分别为

输入导纳

yie?1?rb'b?gb'e?jwcb'e?1?rb'b?gb'e?jwcb'e?gmrb'bjwcb'egb'e?jwcb'e （1-1）

输出导纳

yoe??jwcb'e （1-2）

正向传输导纳

yfe?yre?gm （1-3）

1?rb'b?gb'e?jwcb'e??jwcb'e1?rb'bgb'e?jwcb'e反向传输导纳

?

? （1-4）

图1-2 放大器的高频等效回路

式中，gm——晶体管的跨导，与发射极电流的关系为

gm??IE?mAS26 （1-5）

gb’e——发射结电导，与晶体管的电流放大系数β及IE有关， 其关系为 gb'e??IE?mAS1? （1-6） rb'e26?rb’b——基极体电阻，一般为几十欧姆；

Cb’c——集电极电容，一般为几皮法；

Cb’e——发射结电容，一般为几十皮法至几百皮法。

由此可见，晶体管在高频情况下的分布参数除了与静态工作电流IE，电流放大系数β有关外，还与工作频率ω有关。晶体管手册中给出的分布参数一般是在测试条件一定的情况下

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测得的。如在f0=30MHz，IE=2mA，UCE=8V条件下测得3DG6C的y参数为：

gie?11?2mS Cie?12pF goe??250mS rieroeCoe?4pF yfe?40mS yre?350uS

如果工作条件发生变化，上述参数则有所变动。因此，高频电路的设计计算一般采用工

程估算的方法。

图1-2中所示的等效电路中，p1为晶体管的集电极接入系数，即

P（1-7） 1?N1/N2 式中，N2为电感L线圈的总匝数。

P2为输出变压器T的副边与原边的匝数比，即

P2?N3/N2 （1-8） 式中，N3为副边（次级）的总匝数。

gL为调谐放大器输出负载的电导，gL=1/RL。通常小信号调谐放大器的下一级仍为晶体管调谐放大器，则gL将是下一级晶体管的输入导纳gie2。

由图1-2可见，并联谐振回路的总电导g?的表达式为

222g??p1goe?p2gie?jwc?

2?p1goe1?GjwL （1-9）

12?p2gL?jwc??GjwL式中，G为LC回路本身的损耗电导。谐振时L和C的并联回路呈纯阻，其阻值等于1/G，并联谐振电抗为无限大，则jwC与1/（jwL）的影响可以忽略。

2、调谐放大器的性能指标及测量方法

表征高频小信号调谐放大器的主要性能指标有谐振频率fo，谐振电压放大倍数Avo，放大器的通频带BW及选择性（通常用矩形系数Kr0.1来表示）等。

放大器各项性能指标及测量方法如下： （1）谐振频率

放大器的调谐回路谐振时所对应的频率fo称为放大器的谐振频率，对于图1-1所示电路（也是以下各项指标所对应电路），fo的表达式为

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f0?12?LC? （1-10）

式中，L为调谐回路电感线圈的电感量；

C?为调谐回路的总电容，C?的表达式为

C??C?P1Coe?P2Cie （1-11） 式中， Coe为晶体管的输出电容；Cie为晶体管的输入电容。 谐振频率fo的测量方法是：

用扫频仪作为测量仪器，用扫频仪测出电路的幅频特性曲线，调变压器T的磁芯，使电压谐振曲线的峰值出现在规定的谐振频率点fo。

（2）电压放大倍数

放大器的谐振回路谐振时，所对应的电压放大倍数Avo称为调谐放大器的电压放大倍数。

22Avo的表达式为

AV0???p1p2yfeu0?p1p2yfe??2 （1-12） 2uig?p1goe?p2gie?G式中，g?为谐振回路谐振时的总电导。因为LC并联回路在谐振点时的L和C的并联电抗为无限大，因此可以忽略其电导。但要注意的是yfe本身也是一个复数，所以谐振时输出电压u0与输入电压ui相位差为（180+ Φfe）。

AV0的测量方法是：在谐振回路已处于谐振状态时，用高频电压表测量图1-1中RL两端的电压u0及输入信号ui的大小，则电压放大倍数AV0由下式计算：

AV0?U0Ui 或AV0?20lg?UoUi? dB (1-13)

（3）通频带

由于谐振回路的选频作用，当工作频率偏离谐振频率时，放大器的电压放大倍数下降，习惯上称电压放大倍数AV下降到谐振电压放大倍数AV0的0.707倍时所对应的频率偏移称为放大器的通频带BW，其表达式为

BW?2?f0.7?f0QL (1-14)

式中，QL为谐振回路的有载品质因数。

分析表明，放大器的谐振电压放大倍数Avo与通频带BW的关系为

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o

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AV0?BW?yfe2?C? (1-15)

上式说明，当晶体管选定即yfe确定，且回路总电容CΣ为定值时，谐振电压放大倍数AV0

与通频带BW的乘积为一常数。这与低频放大器中的增益带宽积为一常数的概念是相同的。

通频带BW的测量方法：是通过测量放大器的谐振曲线来求通频带。测量方法可以是扫频法，也可以是逐点法。逐点法的测量步骤是：先调谐放大器的谐振回路使其谐振，记下此时的谐振频率fo及电压放大倍数Avo然后改变高频信号发生器的频率（保持其输出电压uS不变），并测出对应的电压放大倍数Avo。由于回路失谐后电压放大倍数下降，所以放大器的谐振曲线如图1-3所示。

由式（1-14）可得

BW?fH?fL?2?f0.7 (1-16)

图1-3 谐振曲线

通频带越宽放大器的电压放大倍数越小。要想得到一定宽度的通频宽，同时又能提高放大器的电压增益，由式（1-15）可知，除了选用yfe较大的晶体管外，还应尽量减小调谐回路的总电容量CΣ。如果放大器只用来放大来自接收天线的某一固定频率的微弱信号，则可减小通频带，尽量提高放大器的增益。

（4）选择性——矩形系数

调谐放大器的选择性可用谐振曲线的矩形系数Kv0.1时来表示，如图（1-3）所示的谐振曲线，矩形系数Kv0.1为电压放大倍数下降到0.1 AV0时对应的频率偏移与电压放大倍数下降到0.707 AV0时对应的频率偏移之比，即

KV0.1?2?f0.12?f0.7?2?f0.1BW （1-17）

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上式表明，矩形系数Kv0.1越小，谐振曲线的形状越接近矩形，选择性越好，反之亦然。一般单级调谐放大器的选择性较差（矩形系数Kv0.1远大于1），为提高放大器的选择性，通常采用多级单调谐回路的谐振放大器。可以通过测量调谐放大器的谐振曲线来求矩形系数Kv0.1。

3、实验参考电路

图1-4 单级调谐放大器

（1）主要技术指标：谐振频率fo=10.7MHz，谐振电压放大倍数AV0≥10-15 dB，通频带BW=1 MHz，矩形系数Kr0.1＜10。因fT比工作频率fo大（5—10）倍，所以选用3DG12C，选β=50，工作电压为12V，查手册得rbˊb=70, CbˊC=3PF，当IE=1.5mA时Cbˊe为25PF，取L≈1.8μH，变压器初级N2=23匝，次级为10匝。

P2=0.43, P1=0

（2）确定电路为单级调谐放大器，如上图1-4。 （3）确定电路参数。 a、设置静态工作点

由于放大器是工作在小信号放大状态，放大器工作电流ICQ一般选取0.8—2mA为宜，现取IE=1.5mA，UEQ=2.25V，UCEQ=9.75V。

则 RE?UEQIE?1.5K? 则RA6=1.5KΩ 取流过RA3的电流为基极电流的7倍，则有：

RA3?UBQ7IBQ?UBQ??7IE?17.6K? 取18 KΩ

则

RA2?WA1?12?3.7?18?40K? 3.7则取RA2=5.1K WA1选用50K的可调电阻以便调整静态工作点。

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b、计算谐振回路参数 由式（1-6）得 gb'e??IE?mA26?S?1.15mS

由式（1-5）得 gm??IE?mA26S?58mS

由式（1-1）~（1-4）得4个y参数

yie?1?rb'b?gb'e?jwcb'e?gb'e?jwcb'e?1.373?10?3S?j2.88?10?3S

由于yie?gie?j?cie

则有gie =1.373ms rie?1gie?728?

Cie?yoe?jwcb'bcb'cgm2.88mS?22.5pF w?jwcb'e?0.216mS?j1.37mS

1?rb'b?gb'e?jwcb'e?因yoe?goe?j?coe 则有

goe?0.216ms coe?1.37msW?10.2pF

c、计算回路总电容C?1，由（1-10）得

C????2?f0?2L?1?2?3.14?10.7?10?62?1.8?10?6?123pF

由（1-11） C?C?P12Coe?P22Cie得 ??P12Coe?P22Cie?120?0.432?22.5?02?10.2?119pF

C?C则有CA3=119pF，取标称值120pF

d、确定耦合电容及高频滤波电容

高频电路中的耦合电容及滤波电容一般选取体积较小的瓷片电容，现取耦合电容

CA2=0.01μF，旁路电容CA4=0.1μF，滤波电容CA5=0.1μF

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五、实验步骤

本实验中，用到BT-3和频谱仪的地方选做。

参考所附电路原理图G6。先调静态工作点，然后再调谐振回路。

1、按照所附电路原理图G6，按下开关KA1，接通12V电源，此时LEDA1点亮。 2、调整晶体管的静态工作点： 在不加输入信号（即ui=0），将测试点TTA1接地，用万用表直流电压档（20V档）测量三极管QA1射极的电压（即测P6与G两焊点之间的电压，见图0－2所示），调整可调电阻WA1，使uEQ=2.25V（即使IE=1.5mA），根据电路计算此时的uBQ，uCEQ，uEQ及IEQ值。

3、调谐放大器的谐振回路使它谐振在10.7MHz

方法是用BT-3频率特性测试仪的扫频电压输出端和检波探头，分别接电路的信号输入端TTA1及测试端TTA2，通过调节y轴，放大器的“增益”旋钮和“输出衰减”旋钮于合适位置，调节中心频率刻度盘，使荧光屏上显示出放大器的“幅频谐振特性曲线”，根据频标指示用绝缘起子慢慢旋动变压器的磁芯，使中心频率f0=10.7MHz所对应的幅值最大。

如果没有频率特性测试仪，也可用示波器来观察调谐过程，方法是：在TTA1处由高频信号源提供频率为10.7MHz的载波（参考高频信号源的使用），大小为Vp-p-=20~100mV的信号，用示波器探头在TTA2处测试（在示波器上看到的是正弦波），调节变压器磁芯使示波器波形最大（即调好后，磁芯不论往上或往下旋转，波形幅度都减小）。

4、测量电压增益Av0

在有BT-3频率特性测试仪的情况下用频率特性测试仪测Av0测量方法如下：

在测量前，先要对测试仪的y轴放大器进行校正，即零分贝校正，调节“输出衰减”和“y轴增益“旋钮，使屏幕上显示的方框占有一定的高度，记下此时的高度和此时“输出衰减”的读数N1dB，然后接入被测放大器，在保持y轴增益不变的前提下，改变扫频信号的“输出衰减”旋钮，使谐振曲线清晰可见。记下此时的“输出衰减”的值N2dB，则电压增益为

AVO??N2?N1?dB

若用示波器测，则为输出信号的大小比输入信号的大小之比。如果AV01较小，可以通过调静态工作点来解决（即IE增大）。

在无BT-3频率特性测试仪的情况下，可以由示波器直接测量。方法如下：

用示波器测输入信号的峰峰值，记为Ui。测输出信号的峰峰值记为Uo。则小信号放大的电压放大倍数为Uo/Ui。

5、测量通频带BW 用扫频仪测量BW： 先调节“频率偏移”（扫 频宽度）旋钮，使相邻两个频标在横轴上占有适当的格数，然后接入被测放大器，调节“输出衰减”和y轴增益，使谐振特性曲线在纵轴占有一定高度，测出其曲线下降3dB处两对称点在横轴上占有的宽度，根据内频标就可以近似算出放大器的通频带

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BW?B0.7?100KHZ??宽度?

6、测量放大器的选择性

放大器选择性的优劣可用放大器谐振曲线的矩形系数Kr0.1表示 用5）中同样的方法测出B0.1即可得： Kr0.1?B0.12?f0.1? B0.72?f0.7由于处于高频区，分布参数的影响存在，放大器的各项技术指标满足设计要求后的元件参数值与设计计算值有一定的偏差，所以在调试时要反复仔细调整才能使谐振回路处于谐振状态。在测试要保证接地良好。

六、实验报告要求

1、整理好实验数据，用方格纸画出幅特性曲线。

2、思考：引起小信号谐振放大器不稳的原因是什么？如果实验中出现自激现象，应该怎样消除？

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实验二 二极管开关混频器实验

一、实验目的

进一步掌握变频原理及开关混频原理。掌握环形开关混频器组合频率的测试方法。了解环形开关混频器的优点。

二、实验内容

1、 观察环形混频器输出和陶瓷滤波器输出各点的波形。 2、 测量输出回路。

3、 观察混频器的镜像干扰。

三、实验仪器

1、频谱分析仪（选项） 一台 2、20MHz双踪模拟示波器 一台 3、万用表 一块 4、调试工具 一套

四、实验原理

1、环形开关混频器的工作原理

变频器的原理方框图如图2—1所示。

图2—1 变频原理方框图

图中υi 为信号电压，υL 为本地振荡电压。当这两个不同频率的正弦电压，同时作用到一个非线性元件上时，就会在它的输出电流中，产生许多组合频率分量，选用适当的滤波器取出所需的频率分量ωo ，此时就完成了频率变换，这就是变频原理。

根据所选用的非线性器件不同，可以组成不同的混频器。如二极管混频器、晶体管混频器、场效应管混频器和差分对管混频器等。这些混频器各有其优缺点。随着生产和科学技术的发展，人们逐渐认识到由二极管组成的平衡混频器和环形混频器较之晶体管混频器具有：动态范围大、噪声小；本地振荡无辐射、组合频率少等优点，因而目前被广泛采用。

如果把本振电压取得较大（约0.6—1伏），使二极管工作在导通、截止的开关状态，则这种由二极管组成的混频器性能会更好。二极管的开关作用可用以下单位开关函数式来描述：

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?1S(t)???0则二极管的电流可表示成：

V0?0.6VV0?0.6Vi?gDs?t???D

g D 为二极管的导通电导，υD 为加在二极管上的电压。

下面就以图2—2所示的环形混频器为例，分析它工作在开关状态的原理。

图2-2 环形混频原理图

把本图与典型的环形混频器电路相比，本振输出与中频输出的位置互换了；D1 ～D4 是经挑选具有相同参数的二极管,则认为它们都有相同跨导g D ；两个高频变压器线圈匝数均为1∶2，所以次级电压为初级电压的两倍。

由于本振电压起着开关作用，在本振电压的正半周，D2、D3导通；负半周，D1、D4 导通，其等效电路如图2—3所示。

（a）正半周 （b）负半周

图2-3 工作原理图

在本振电压正半周的输出电流为：

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i??i2?i3?2??s??0?s?t?gD

负半周的输出电流为：

i???i4?i1??2??S??0?s*?t?gD

所以，总的输出电流为：

i?i??i???2?gDs?t??s*?t??2?ogDs?t??s*?t? （2-1）

式中的S（t）也是受本振电压控制的单位开关函数，只是S（t）的时间比S（t）落后

T0/2（相位落后π）。它们的变化周期就是本振电压υL的周期，如图2—4所示。

*

*

????

图2-4 S(t)与S(t)的关系

*

设 υs = Vsmsinωst

* υL = VLmsinωLt (2-2)

则S(t)和 S(t)可用付里叶级数展开为：

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s?t??s*?t??1222 ?sin?Lt?sin3?Lt?sin5?Lt??? (2-3) 2?3?5?1222?sin??Lt????sin?3?Lt?3???sin?5?Lt?5?????2?3?5? （2-4） 11222???sin?Lt?sin3?Lt?sin5?Lt???22?3?5?由（2-3）、（2-4）式可得：

* s?t??s?t??1 （2-5）

s?t??s*?t??4??sin?Lt?44sin3?Lt?sin5?Lt???3?5???4sin?Lt?n为奇整数?n?1n?? （2-6）

将（2-5）、（2-6）式代入（2-1）式得：

i?2gDVsmsin?s?t????

4sin?Lt?2gDVomsin?o?t??n为奇整数?n?1n? (2-7)

4?gDVsm?cos??L??S?t?cos??L??S?t?4gDVsm?cos?3?L??S?t?cos?3?L??S?t?3?4?gDVsm?cos??L??S?t?cos??L??S?t????2gDVomsin?ot5??从（2-7）式可以看出：环形开关混频器工作在开关状态时，输出电流中的组合频率只有本振电压的奇次谐波与信号电压频率的基波的组合，用一通式表示组合频率为

?2P?1??L??其中p=0、1、2、??。

即使环形混频器不工作在开关状态时，它的输出电流也只含有本振电压的奇次谐波与信号电压的奇次谐波的组合，也可用通式

?2P?1??L??2q?1??s来表示，其中p=1、2、3、??。较之其他的混频器，组合频率

干扰少是其突出的优点之一。

从（2-7）式，我们还可以找出中频电流分量为：

ii?4?gDVsmcos??L??s?t?2VimgDsin?it (2-8)

式中第二项是负载电压反作用所引起的中频电流。

同理，我们还可以从图2—3中分析知道，总的输入信号电流为：

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??ir????i???2?sgD?2?0gDs?t??s?t? ir?ir*??从而可以得出信号电流成分为：

iS?2VsmgDsin?st?4?gDVimcos??L??o?t (2-9)

把（2-8）、（2-9）两式中的电流电压写成复数形式，得：

4???0i?2gv?gDvDs??s? ?

4?i?gv??0Ds?2gDv0???与它对应的等效电路如图（2—5）所示：

图2-5 等效电路图

图中： g1??2???2?4?gD g2?gD ???网络特性阻抗 g0?g12?2g1g2?2gD1?4?

根据等效电路，不难求得此混频器的增益：

KV0?Vomg2?Vsmg1?g2?gLg2?0.64

g1?g2

当环形混频器的负载开路时，即RL→∞，gL→0这时

KVC?由此可见,环形混频器没有变频增益，只有衰减，最大的KVC≈0.64，这也是它的缺点。 在全匹配条件下，即gL=gc，gs=gc，功率增益最大为：

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?g2???g?g?g2C?1?2??(0.32)?0.1 ??22KPC?KVCKPC(dB)??10dB

2、实验电路原理图 如附图G7，图中MIX41为集成环形开关混频器，型号为HSPL—1。其内部电原理如图2-6。

图2-6 集成环形开关混频器内部电路原理图

封装外引脚功能如下：

·1 ·3 ·5 ·7 ·2 ·4 ·6 ·8

其中，1脚为射频信号输入端，8脚为本振信号输入端，3脚、4脚为中频信号输出端，2、5、6、7接地。

本混频器的本振输入信号在+3dBm — +13 dBm之间，用高频信号源输入本振信号，频率选为10.7MHz，而射频信号是由正弦振荡部分产生的10.245 MHz的信号。输出取差频10.7-10.245=455KHz信号，经过455KHz的陶瓷滤波器FL41进行滤波，选取中频信号，因信号较弱，经Q41进行放大。此放大电路的静态工作电流为ICQ=7mA(VE=3.36V)。

选R414=RE=470Ω,取RC=R412=560Ω。R411=3.6K。R410=5.1K。W41=5.1K。其中R41，R42，R43；R45，R44，R46；R48，R47，R49组成隔离电路。

因为频率较高，信号较强，且信号引入较长，存在一定感应，在输出可能存在一定强度的本振信号和射频信号。

五、实验步骤

因混频器是一非线性器件，输出的组合频率较多，为了能更好地观察输出信号，建议使用频谱分析仪来对混频器输出端的信号进行测试。

1、 熟悉频谱分析仪的使用。

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2、 调整静态工作点：按下开关K41，调节电位器W41使三极管Q41的UEQ=3.36V（即测P1与G两焊点之间的电压，见图0－2所示）。

3、 参照附图G7，接通射频信号（从IN42输入），射频信号选用10.245MHz，此信号由正弦振荡部分产生（产生的具体方法是：参见正弦振荡部分的原理图G5，连接J54、J53；其余插键断开，也就是说，由10.245MHz晶体产生该信号，信号从TT51输出）。

4、 输入本振信号：从IN41注入本振信号, 本振信号由信号源部分提供，频率为10.7MHz的载波信号（产生的方法参考高频信号源的使用），大小为：用示波器观测，Vp-p不小于300mV。

5、 验证环形开关混频器输出组合频率的一般通式（选做）。 用频谱仪在TT41处观察混频器的输出信号，验证环形开关混频器输出组合频率的一般通式为

?2P?1?f1?fs （p=0、1、2??）

同时用示波器在TT41处观察波形。

6、测量输出回路：用频谱仪在TT43处（测量点参看总体测量分布图0-1）观察步骤5所测到的频率分量，计算选频回路对除中频455KHz之外的信号的抑制程度，同时用示波器在TT42处观察输出波形，比较TT41与TT42处波形形状。（输出的中频信号为信号源即IN41处信号和射频信号IN42处信号的差值，结果可能不是准确的455KHz，而在其附近）。

7、观察混频器的镜像干扰

IN41处信号不变。由正弦振荡单元的LC振荡部分产生11.155MHz的信号（产生的具体方法参见正弦振荡部分实验内容），作为IN42处的输入信号。观察TT42处的信号是否也为455KHz。此即为镜像干扰现象。

六、实验报告内容

1、整理本实验步骤5、6中所测得的各频率分量的大小，并计算选频电路对中频以外的分量的抑制度。

2、绘制步骤5、6中分别从TT41、TT42处用示波器测出的波形。 3、说明镜像干扰引起的后果，如何减小镜像干扰？

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实验三 高频谐振功率放大器

一、实验目的

1、 进一步理解谐振功率放大器的工作原理及负载阻抗和激励信号电压变化对其工作状态的影响。

2、 掌握谐振功率放大器的调谐特性和负载特性。

二、实验内容

1、 调试谐振功放电路特性，观察各点输出波形。

2、 改变输入信号大小，观察谐振功率放大器的放大特性。 3、 改变负载电阻值，观察谐振功率放大器的负载特性。

三、实验仪器

1、BT-3频率特性测试仪（选项） 一台 2、高频电压表（选项） 一台 3、20MHz双踪模拟示波器 一台 4、万用表 一块 5、调试工具 一套

四、实验原理

1、电路的基本原理

利用选频网络作为负载回路的功率放大器称为谐振功率放大器，这是无线电发射机中的重要组成部分。根据放大器电流导通角θ的范围可分为甲类、乙类、丙类及丁类等不同类型的功率放大器。电流导通角θ愈小，放大器的效率η愈高。如甲类功放的θ=180，效率η最高也只能达到50%，而丙类功放的θ< 90o，效率η可达到80%，甲类功率放大器适合作为中间级或输出功率较小的末级功率放大器。丙类功率放大器通常作为末级功放以获得较大的输出功率和较高的效率。

图3-1 高频功率放大器

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图3-1为由两级功率放大器组成的高频功率放大器电路，其中晶体管Q1组成甲类功率放大器，晶体管Q2组成丙类谐振功率放大器，这两种功率放大器的应用十分广泛，下面介绍它们的工作原理及基本关系式。

1、甲类功率放大器 (1）静态工作点

如图3-1所示，晶体管Q1组成甲类功率放大器，工作在线性放大状态。其中RB1、RB2

为基极偏置电阻；RE1为直流负反馈电阻，以稳定电路的静态工作点。RF1为交流负反馈电阻，可以提高放大器的输入阻抗，稳定增益。电路的静态工作点由下列关系式确定：

UEQ?IEQ?RF1?RE1??ICQRE1 （3-1） 式中，RF1一般为几欧至几十欧。

ICQ??IBQ

（3-2）

UBQ?UEQ?0.7V （3-3） UCBQ?UCC?ICQ(RF1?RE1) （3-4） (2）负载特性 如图3-1所示，甲类功率放大器的输出负载由丙类功放的输入阻抗决定,两级间通过变压器进行耦合，因此甲类功放的交流输出功率P0可表示为：

P0?PH?B （3-5） 式中，PH′为输出负载上的实际功率，ηB为变压器的传输效率，一般为ηB=0.75～0.85。

?

图3-2 甲类功放的负载特性

图3-2为甲类功放的负载特性。为获得最大不失真输出功率，静态工作点Q应选在交

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流负载线AB的中点，此时集电极的负载电阻RH称为最佳负载电阻。集电极的输出功率PC的表达式为：

211uCm PC?uCmICm? (3-6)

22RH式中，ucm为集电极输出的交流电压振幅，Icm为交流电流的振幅，它们的表达式分别为

ucm = ucc - ICQRE1 - uCES （3-7） 式中，uCES称为饱和压降，约1V

Icm≈ICQ （3-8）如果变压器的初级线圈匝数为N1，次级线圈匝数为N2，则

N1?BRH? (3-9) 'N2RH式中，RH′为变压器次级接入的负载电阻，即下级丙类功放的输入阻抗。

（3）功率增益

与电压放大器不同的是功率放大器应有一定的功率增益，对于图3.1所示电路，甲类功率放大器不仅要为下一级功放提供一定的激励功率，而且还要将前级输入的信号，进行功率放大，功率增益Ap的表达式为

AP?PoPi （3-10） 其中，Pi为放大器的输入功率，它与放大器的输入电压uim及输入电阻Ri的关系为 式中，Ri又可以表示为

Ri?hie?1?hfeRF1 (3-12) 式中，hie为共发接法晶体管的输入电阻，高频工作时，可认为它近似等于晶体管的基极

体电阻rbb1。hfe为晶体管共发接法电流放大系数，在高频情况下它是复数，为方便起见可取晶体管直流放大系数β。 2、丙类功率放大器 （1）基本关系式 如图3-1所示，丙类功率放大器的基极偏置电压uBE是利用发射极电流的直流分量IEO（≈ICO）在射极电阻RE2上产生的压降来提供的，故称为自给偏压电路。当放大器的输入信号ui/为正弦波时，则集电极的输出电流ic为余弦脉冲波。利用谐振回路L2C3的选频作用可输出基波谐振电压uc1,电流ic1。图3-3画出了丙类功率放大器的基极与集电极间的电流、电压波形关系。分析可得下列基本关系式：

uclm?IclmRo (3-13)

uim?2RiPi (3-11)

?? - 21 -

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图3-3 丙类功放的基极、集电极电流和电压式中, uclm为集电极输出的谐振电压即基波电压的振幅；

Ic1m为集电极基波电流振幅；Ro为集电极回路的谐振阻抗。

P11221uC1mC?2uC1mIC1m?2IC1mR0?2R (3-14)

0式中，PC为集电极输出功率

PD?uccIco (3-15)

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式中，PD为电源ucc供给的直流功率； ICO为集电极电流脉冲ic的直流分量。

电流脉冲ic经傅立叶级数分解，可得峰值Icm与分解系数an(?)的关系式

Icm?Icm?a1(?)?? (3-16)

Ic0?Icm?a0(?)?a

分解系数an???与θ的关系 如图3-4所示。 放大器集电极的耗散功率PC′为 PC′=PD - PC （3-17） 放大器的效率η为

??

PD1Uc1mIc1m???PD2UCCIc01Uc1ma1?????2UCCa0??? (3-18)

?1a?????12a0???式中：??Uc1m/Ucc称为电压利用系数。

图3-5 输入电压ube与集电极电流ic波形

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图3-5为功放管特性曲线折线化后的输入电压ube与集电极电流脉冲ic的波形关系。由图可得：

cos??uj?uBubm （3-19）

式中：uj为晶体管导通电压（硅管约为0.6V，锗管约为0.3V）

ubm为输入电压（或激励电压）的振幅。 uB为基极直流偏压。

UB??ICORE2 （3-20） 当输入电压ube大于导通电压uj时，晶体管导通，工作在放大状态，则基极电流脉冲Ibm

与集电极电流脉冲Icm成线性关系，即满足

Icm?hfeIbm??Ibm （3-21） 因此基极电流脉冲的基波幅度Ib1m及直流分量Ibo也可以表示为

Ib1m?Ibma1(?)? ? （3-22）

Ib0?Ibma0(?)?基极基波输入功率Pi为

Pi?放大器的功率增益Ap为 Ap?1ub1mIb1m (3-23) 2P0P或Ap?10lg0dB (3-24) PiPi丙类功率放大器的输出回路采用了变压器耦合方式，其等效电路如图3-6

图3-6 变压器耦合电路

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所示，集电极谐振回路为部分接入， 谐振频率为

w0?谐振阻抗与变压器线圈匝数比为

1LC或f0?12?LC (3-25)

N3?N1N2?N32P0RLuc1m?w0L?QLRLRL??R0?? (3-26) ???式中，N1为集电极接入初级匝数。 N2为初级线圈总匝数。 N3为次级线圈总匝数。

QL为初级回路有载品质因数，一般取2～10。

两类功率放大器的输入回路亦采用变压器耦合方式，以使输入阻抗与前级输出阻抗匹配。分析表明，这种耦合方式的输入阻抗Zi为

Zi?rb'b(1?cos?)a1(?) (3-27)

式中，rb'b为晶体管基极体电阻rb'b≤25Ω。

(2）负载特性

当功率放大器的电源电压+ucc，基极偏压ub，输入电压C或称激励电压usm确定后，如果电流导通角选定，则放大器的工作状态只取决于集电极回路的等效负载电阻Rq。谐振功率放大器的交流负载特性如图3-7所示，由图可见，当交流负载线正好穿过静态特性曲线的转折点A时，管子的集电极电压正好等于管子的饱和压降uCES，集电极电流脉冲接近最大值Icm。

图3-7 谐振功放的负载特性

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此时，集电极输出的功率Pc和效率η都较高，此时放大器处于临界工作状态。Rq所对应的值称为最佳负载电阻值，用R0表示，即

(uCC?uCES)2 R0? (3-28)

2P0当Rq< R0放大器处于欠压工作状态，如C点所示，集电极输出电流虽然较大，但集电极电压较小，因此输出功率和效率都较小。当Rq > R0时，放大器处于过压状态，如B点所示，集电极电压虽然较大，但集电极电流波形有凹陷，因此输出功率较低，但效率较高。为了兼顾输出功率和效率的要求，谐振功率放大器通常选择在临界工作状态。判断放大器是否为临界工作状态的条件是：

Ucc?Ucm?UCES （3-29） 式中，ucm集电极输出电压幅度。uCES晶体管饱和压降。 3、主要技术指标及测试方法 (1)输出功率

高频功率放大器的输出功率是指放大器的负载RL上得到的最大不失真功率。对于图3-1所示的电路中，由于负载RL与丙类功率放大器的谐振回路之间采用变压器耦合方式，实现了阻抗匹配，则集电极回路的谐振阻抗RO上的功率等于负载RL上的功率，所以将集电极的输出功率视为高频放大器的输出功率，即

21121uC1mPC?uC1mIC1m?IC1mR0?

222R0测量功率放大器的主要技术指标的连接电路如图3-8所示，其中高频信号发生器提供激

励信号电压与谐振频率，示波器监测波形失真，直流毫安表mA测量集电极的直流电流，高频电压表V测量负载RL的端电压。只有在集电极回路处于谐振状态时才能进行各项技术指标的测量。可以通过高频电压表V及直流毫安表mA的指针来判断集电极回路是否谐振，即电压表V的指示为最大，毫安表mA的指示为最小时集电极回路处于谐振。当然用扫频仪测量回路的幅频特性曲线，使中心频率处的幅值最大也可以。

图3-8 高频功放的测试电路

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放大的输出功率可以由下式计算：

2uL P0? (3-30)

RL式中，uL为高频电压表V的测量值。 (2)效率

高频功率放大器的总效率由晶体管集电极的效率和输出网络的传输效率决定。而输出网络的传输效率通常是由电感、电容在高频工作时产生一定损耗而引起的。放大器的能量转换效率主要由集电极的效率所决定。所以常将集电极的效率视为高频功率放大器的效率，用η表示，即

??PC (3-31) PD利用图3-8所示电路，可以通过测量来计算功率放大器的效率，集电极回路谐振时，η的值由下式计算：

2PCuL/RL? ?? (3-32) PDIC0uCC式中，uL为高频电压表的测量值；ICO为直流毫安表的测量值。 (3)功率增益

放大器的输出功率Po与输入功率Pi之比称为功率增益，用Ap（单位：dB）表示，[见式（3-10）]。

4、电路的确定

(1)本实验由两级组成：激励级由甲类功放组成，功放级由丙类功放组成，电源供电为12V，功放管使用3DG12C。

本实验主要技术指标：输出功率P0 ≥ 125mw，工作中心频率f0 = 10.7MHz，负载RL=50Ω。

(2)确定电路和参数

激励级QE1采用甲类放大，因此基极偏压采用固定偏压形式，静态工作点ICQ=7mA。直流负反馈电阻为300Ω，交直流负反馈电阻为10Ω，集电极输出由变压器耦合输出到下一级。谐振电容取120P，根据前面的理论推导，变压器TE1的参数为

N初级∶N次级=2.56， 初级取18匝，次级取7匝。

功放级QE2采用丙类放大。导通角为70o，基极偏压采用发射极电流的直流分量IEO在发射极偏置电阻Re上产生所需要的VBB，其中直流反馈电阻为30Ω，交直流反馈电阻为10Ω，集电极谐振回路电容为120P，负载为50Ω，输出由变压器耦合输出，采用中间抽头，以利于阻抗匹配。它们的匝数分别为

N3=6匝 N1=9匝 N2=23匝 最终电路如附图G1所示。

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五、实验步骤

参看附图G1

1、按下开关KE1，调节WE1，使QE1的发射极电压VE=2.2V （即使ICQ=7mA，通过测量P5与G两焊点之间的电压，见图0－2所示）。

2、连接JE2、JE3、JE4、JE5。

3、使用BT—3型频率特性测试仪，调整TE1、TE2，使得TE1初级与CE7，TE2初级与CE4谐振均在10.7MHz，同时测试整个功放单元的幅频特性曲线，使峰值在10.7MHz处（如果没有BT-3型频率特性测试仪，则这一步不作要求）。

4、从INE1处输入10.7MHz的载波信号（此信号由高频信号源提供，参考高频信号源的使用），信号大小为VP-P=250mV左右。用示波器探头在TTE1处观察输出波形，调节TE1、TE2，使输出波形不失真且最大。

5、从INE1处输入10.7MHz载波信号，信号大小从VP-P=0mV开始增加,用示波器探头在TTE2上观察电流波形，直至观察到有下凹的电流波形为止（此时如果下凹的电流波形左右不对称，则微调TE1即可）。如果再继续增加输入信号的大小，则可以观测到下凹的电流波形的下凹深度增加。（20Mhz示波器探头，如果用×1档看下凹不明显，则用×10档看。）

6、观察放大器的三种工作状态

输入信号为Vp-p=250mV左右 （由高频信号源提供10.7MHz的载波）。调中周TE1、TE2（此时负载应为51?，JE3、JE4、JE5均连上），使电路谐振在10.7MHz上（此时从TTE1处用示波器观察，波形应不失真，且最大）。微调输入信号大小，在TTE2处观察，使放大器处于临界工作状态。改变负载（组合JE3、JE4、JE5的连接）使负载电阻依次变为51??75??168??240??560?。用示波器在TTE2处能观察到不同负载时的电流波形（由临界至过压）。在改变负载时，应保证输入信号大小不变（即在最小负载51?时处于临界状态）。同时在不同负载下，电路应处于最佳谐振（即在TTE1处观察到的波形应最大且不失真。20Mhz示波器探头，如果用×1档看下凹不明显，则用×10档看。）

7、改变激励电压的幅度，观察对放大器工作状态的影响。 使RL =50Ω（连JE5、JE4、JE3），用示波器观察QE2发射极上的电流波形（测试点为TTE2），改变输入信号大小，观察放大器三种状态的电流波形。

六、实验报告内容

1、画出放大器三种工作状态的电流波形。

2、计算当RL=51Ω和560Ω时，放大器的输出功率和效率。 3、绘出负载特性曲线。

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实验四 正弦振荡实验

一、实验目的

1、掌握晶体管（振荡管）工作状态、反馈大小对振荡幅度与波形的影响。 2、掌握改进型电容三点式正弦波振荡器的工作原理及振荡性能的测量方法。 3、研究外界条件变化对振荡频率稳定度的影响。

4、比较LC振荡器和晶体振荡器频率稳定度，加深对晶体振荡器频率稳定度高的原因理解。

二、实验内容

1、 调试LC振荡电路特性，观察各点波形并测量其频率。 2、 观察振荡状态与晶体管工作状态的关系。 3、 观察反馈系数对振荡器性能的影响。

4、 比较LC振荡器和晶体振荡器频率稳定度。 5、 观察温度变化对振荡频率的影响。

三、实验仪器

1、双踪示波器 一台 2、万用表 一块 3、调试工具 一套

四、实验原理与线路

正弦波振荡器是指振荡波形接近理想正弦波的振荡器，这是应用非常广泛的一类电路，产生正弦信号的振荡电路形式很多，但归纳起来，不外是RC、LC和晶体振荡器三种形式。在本实验中，我们研究的主要是LC三端式振荡器及晶体振荡器。LC三端式振荡器的基本电路如图（4-1）所示：

根据相位平衡条件，图中构成振荡电路的三个电抗中间，X1、X2必须为同性质的电抗，X3必须为异性质的电抗，且它们之间应满足下列关系式：

X3 = －（X1+X2） （4-1）

这就是LC三端式振荡器相位平衡条件的判断准则。

若X1和X2均为容抗，X3为感抗，则为电容三端式振荡电路；若X1和X2均为感抗，X3为容抗，则为电感三端式振荡器。

下面以电容三端式振荡器为例分析其原理。 图4-1 三端式振荡器的交流

等效电路

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1、电容三端式振荡器

共基电容三端式振荡器的基本电路如图4-2所示。图中C3为耦合电容。由图可见：与发射极连接的两个电抗元件为同性质的容抗元件C1和C2；与基极连接的为两个异性质的电抗元件C2和L，根据前面所述的判别准则，该电路满足相位条件。若要它产生正弦波，还须满足振幅，起振条件，即：

A0?F?1 (4-2)

式中AO为电路刚起振时，振荡管工作状态为小信号时的电压增益；F是反馈系数，只要求出AO和F值，便可知道电路有关参数与它的关系。为此，我们画出图4-2的简化，y参数等效电路如图4-3所示，其中设

yrb≈0 yob≈0，图中GO为振荡回路的损耗电导，GL为负载电导。

图4-2 共基组态的“考华兹”振荡器

图4-3 简化Y参数等效电路

由图可求出小信号电压增益AO和反馈系数F分别为

??yfbV?A0?0? ?YVi

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?V??f?Z2 F?Z1?jx1V011式中： Y?Gp?jx?3Z2?jx

1 Z12?x1??1wCx2??1gwC'ib?112jx2 x3?wLGp?G0?GLC'2?Ci?C2

经运算整理得

yfbZ T?2-y0?A?0?F???Y?Zjx?fb

2?1M?jN式中： M?Gx11p?gib?xGxp?gib,N?gibGp?x1?112x3x??x12x3x2x3当忽略yfb的相移时，根据自激条件应有

N=0 及 T?fbyfb0?yM2?N2?M?1 (4-3)

由N=0，可求出起振时的振荡频率，即 g1ibGp?x11?x?1?x?0 2x3x2x3则X1X2X3gibGp=X1+X2+X3

将X1X2X3的表示式代入上式，解出：

f11g?LC?gibGp2?CC' 12当晶体管参数的影响可以忽略时，可得到振荡频率近似为

fg?12?LC (4-4)

' 式中：C?C1C2CC是振荡回路的总电容。

1?2 - 31 -

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由式(4-3)求M，当gib??wC2时 Z2?'1gib?1jx2?1 'gib?jwC2则反馈系数可近似表示为：

?V??f?Z2? F?Z?jxV1101'jwC211?'jwC1jwC2?C1C? (4-5) ''C1?C2C2则 M?Gp?gib?x1xGp?1gib x2x3x1x1C1C1?C2')?gib?Gp ?gib(1?)?Gp(1?'x3x2C1?C2C11 ?F?gib??Gp

F由式（4-3）可得到满足起振振幅条件的电路参数为： Yfb?F?gib?1Gp (4-6) FF?1

此式给出了满足起振条件所需要的晶体管最小正向传输导纳值。式（4-6）也可以改写为

YfbF2gib?Gp不等式左端的

YfbFgib?Gp2?A0 是共基电压增益，显然F增大时，固然可以使TO增加，

但F过大时，由于gib的影响将使增益降低，反而使T0减小，导致振荡器不易起振，若F取得较小，要保证T0＞1，则要求Yfb很大，可见，反馈系数的取值有一合适的范围，一般取F=1/8～1/2。

2、 振荡管工作状态对振荡器性能的影响

对于一个振荡器，当其负载阻抗及反馈系数F已经确定的情况，静态工作点的位置对振荡器的起振以及稳定平衡状态（振幅大小，波形好坏）有着直接的影响，如图4-4中（a）和

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（b）所示。

(a)工作点偏高 (b)工作点偏低

图4-4 振荡管工作态对性能的影响

图4-4（a）工作点偏高，振荡管工作范围易进入饱和区，输出阻抗的降低将会使振荡波形严重失真，严重时，甚至使振荡器停振。

图4-4（b）中工作点偏低，避免了晶体管工作范围进入饱和区，对于小功率振荡器，一般都取在靠近截止区，但是不能取得太低，否则不易起振。

一个实际的振荡电路，在F确定之后，其振幅的增加主要是靠提高振荡管的静态电流值。在实际中，我们将会看到输出幅度随着静态电流值的增加而增大。但是如静态电流取得太大，不仅会出现图4-4（a）所示的现象，而且由于晶体管的输入电阻变小同样会使振荡幅度变小。所以在实用中，静态电流值一般取ICO = 0.5mA～5mA。

为了使小功率振荡器的效率高，振幅稳定性好，一般都采用自给偏压电路，我们以图4-2所示的电容三端式振荡器电路为例，简述自偏压的产生。图中，固定偏压VB由R1和R2所组成的偏置电路来决定，在忽略IB对偏置电压影响的情况下，可以认为振荡管的偏置电压UBE是固定电压VB和Re上的直流电压降共同决定的，即

VBE?VB?VE?R2VCC?IE?RE

R1?R2由于Re上的直流压降是由发射极电流IE建立的，而且随IE的变化而变化，故称自偏压。 在振荡器起振之前，直流自偏压取决于静态电流IEO和Re的乘积，即

VBEQ?VB?IEQ?Re

一般振荡器工作点都选得很低，故起始自偏压也较小，这时起始偏压VBEQ为正偏置，因而易于起振，如图4-5（a）所示，图中Cb上的电压是在电源接通的瞬间VB对电容Cb充电在上建立的电压；Rb是R1与R2的并联值。

根据自激振荡原理，在起振之初，振幅迅速增大，当反馈电压Uf对基极为正半周时，基

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极上的瞬时偏压UBE?UBEQ?Uf变得更正， ic增大，于是电流通过振荡管向Ce充电，如图4-5（b）所示。电流向Ce充电的时间常数τ

充

=RD·Ce，

(b)

图４－５ 自给偏压形成

RD是振荡管BE结导通时的电阻，一般较小（几十到几百欧），所以τ充较小，Ce上的电压接近Uf的峰值。

当Uf负半周，偏置电压减小，甚至成为截止偏压，这时，Ce上的电荷将通过Re放电，放电的时间常数为τ

放

(a)

=Re·Ce，显然τ

放

>>τ

充

，在Vf的一周期内，积累电荷比释放的多，所

以随着起振过程的不断增强，即在Re上建立起紧跟振幅强度变化的自偏压，经若干周期后达到动态平衡，在Ce上建立了一个稳定的平均电压IEO·Re，这时振荡管BE之间的电压：

VBED?VB?IEQ?Re

因为IEO?IEQ，所以有UBEO?UBEQ，可见振荡管BE间的偏压减小，振荡管的工作点向截止方向移动。这种自偏压的建立过程如图4-6所示。由图看出，起振之初，（0～t1之间），振幅较小，振荡管工作在甲类状态，自偏压变化不大，随着正反馈作用，振幅迅速增大，进入非线性工作状态，自偏压急剧增大，使UBE变为截止偏压。振荡管的非线性工作状态，反过来又限制了振幅的增大。可见，这种自偏压电路起振时，存在着振幅与偏压之间相互制约、互为因果的关系。在一般情况下，若ReCe的数值选得适当，自偏压就能适时地紧跟振幅的大小而变化。正是由于这两种作用相互依存、又相互制约的结果。如图4-6所示，在某一时刻t2达到平衡。这种平衡状态，对于自偏压来说，意味着在反馈电压的作用下，Ce在一周期内其充电与放电的电量相等。因此，两端的偏压UBE保持不变，稳定在UBEZ。对于振幅来说，

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也意味着在此偏压的作用下，振幅平衡条件正好满足输出振幅为UFE的等幅正弦波。

图4-6 起振时直流偏压的建立过程

3、 振荡器的频率稳定度

频率稳定度是振荡器的一项十分重要的技术指标，这表示在一定的时间范围内或一定的温度、湿度、电源、电压等变化范围内振荡频率的相对变化程度、振荡频率的相对变化量越小，则表明振荡器的频率稳定度越高。

改善振荡频率稳定度，从根本上来说就是力求减小振荡频率受温度、负载、电源等外界因素影响的程度，振荡回路是决定振荡频率的主要部件。因此改善振荡频率稳定度的最重要措施是提高振荡回路在外界因素变化时保持频率不变的能力，这就是所谓的提高振荡回路的标准性。

提高振荡回路标准性除了采用稳定性好和高Q的回路电容和电感外，还可以采用与正温度系数电感作相反变化的具有负温度系数的电容，以实现温度补偿作用，或采用部分接入的方法以减小不稳定的晶体管极间电容和分布电容对振荡频率的影响。

石英晶体具有十分稳定的物理和化学特性，在谐振频率附近，晶体的等效参量Lq很大，Cq很小，Rq也不大，因此晶体Q值可达百万数量级，所以晶体振荡器的频率稳定度比LC振荡器高很多。

4、 实验线路见附图G5

电源供电为12V，振荡管Q52为3DG12C。隔离级晶体管Q51也为3DG12C，LC振工作频率为10.7MHz，晶体振为10.245MHz。

（1）静态工作电流的确定

选ICQ=2mA VCEQ=6V β=60

则有R55?R54?

UCC?UCEQICQ?6?3K? 2- 35 -

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为提高电路的稳定性RE值适当增大，取R55 =1KΩ则R54 =2KΩ 则 UEQ?ICQ?RE?2?1?2V

ICQ?ICQ??130mA

取流过R55的电流为10IBQ

则 R55R56?8.2K 则R57?W51?28K 取 R57?5.1K W51为50K的可调电阻。 （2）确定主振回路元器件

f0?12?LC

当为LC振荡时， f0=10.7MHz 设L=L51=2.2μH 则 C?1?100PF 2(2?f0)LC?C53?CC51?C512?C55C56C57

由C56、C57远大于C55[C53、CC51、C512] 所以C?CC53?CC51?C512?C55

取C55为24PC53?C512为55P（而实际上对高频电路由于分布电容的影响，往往取值要小于此值），CC51为5—25P的可调电容。

而C56/C57（C58、C59）=1/2～1/8 则取

C56?100P

而对于晶体振荡，只并联一可调电容进行微调即可。

五、实验步骤

1、按下开关K51，调整静态工作点：调W51使VR55=2V(即测P2与G两焊点之间的电压，见图0－1所示)。

2、（1）连接好J54、J52，调节可调电容CC51，通过示波器和频率计在TT51处观察振荡波形，并使振荡频率为10.7MHz（在本实验中可调范围不窄于10MHz～12MHz）。

（2）断开J52，接通J53，微调CC52，使振荡频率为10.245MHz。 3、观察振荡状态与晶体管工作状态的关系。

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断开J53，连好J52，用示波器在TT51观察振荡波形，调节W51，观察TT51处波形的变化情况，并测量波形变化过程中振荡管的发射极电压（多测几个点）且计算对应的IE。

4、观察反馈系数对振荡器性能的影响（只作LC振荡）。 用示波器在TT51处观察波形。

分别连接J54、J55、J56或组合连接使C56/C57||C58||C59等于1/3、1/5、1/6、1/8时，观察幅度的变化并实测，反馈系数是否与计算值相符，同时，分析反馈大小对振荡幅度的影响。

5、比较LC振荡器和晶体振荡器频率稳定度。

分别接通J53、J52，在TT51处用频率计观察频率变化情况。 6、观察温度变化对振荡频率的影响。

分别接通J53、J52，用电吹风在距电路15cm处对着电路吹热风，用频率计在TT51处观察频率变化情况。

六、实验报告

1、整理实验所测得的数据，并用所学理论加以分析。 2、比较LC振荡器与晶体振荡器的优缺点。

3、分析为什么静态电流Ieo增大，输出振幅增加，而Ieo过大反而会使振荡器输出幅度下降？

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实验五 集电极调幅与大信号检波

一、实验目的

1、进一步加深对集电极调幅和二极管大信号检波工作原理的理解； 2、掌握动态调幅特性的测试方法；

3、掌握利用示波器测量调幅系数ma的方法； 4、观察检波器电路参数对输出信号失真的影响。

二、实验内容

1、 调试集电极调幅电路特性，观察各点输出波形。 2、 改变输入信号大小，观察电流波形。 3、 观察检波器的输出波形。

三、实验仪器

1、20MHz双踪模拟示波器 一台 2、BT-3频率特性测试仪（选项） 一台

四、实验原理

1、原理

(1) 集电极调幅的工作原理

集电极调幅是利用低频调制电压去控制晶体管的集电极电压，通过集电极电压的变化，使集电极高频电流的基波分量随调制电压的规律变化，从而实现调幅。实际上，它是一个集电极电源受调制信号控制的谐振功率放大器，属高电平调幅。调幅管处于丙类工作状态。

集电极调幅的基本原理电路如图5—1所示：

图5－1 集电极调幅原理电路

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图中，设基极激励信号电压（即载波电压）为：?0?V0cos?0t 则加在基射极间的瞬时电压为?B??VBE?V0cos?0t

调制信号电压υΩ 加在集电极电路中，与集电极直流电压VCC串联，因此，集电极有效电源电压为 VC?VCC????VCC?V?cos?0t?VCC?1?macos?t?

式中，VCC 为集电极固定电源电压； ma?V?VCC为调幅指数。

由式可见，集电极的有效电源电压VC随调制信号压变化而变化。由图5—2所示，

ic ic V Ωt 0 Vc4 Vc3 Vc2 Vc1 Vc 0 欠压 临界 过压

图5－2 同集电极电压相对应的集电极电流脉冲的变化情形

图中，由于-VBB与υb不变，故vBmax为常数，又RP不变，因此动态特性曲线的斜率也不

变。若电源电压变化，则动态线随VCC值的不同，沿υc平行移动。由图可以看出，在欠压区内，当VCC由VCC1变至VCC2（临界）时，集电极电流脉冲的振幅与通角变化很小，因此分解出的Icm1的变化也很小，因而回路上的输出电压υc的变化也很小。这就是说在欠压区内不能产生有效的调幅作用。

当动态特性曲线进入过压区后，VCC等于VCC3、VCC4等，集电极电流脉冲的振幅下降，出现凹陷，甚至可能使脉冲分裂为两半。在这种情况下，分解出的Icm1随集电极电压VCC的变化而变化，集电极回路两端的高频电压也随VCC而变化。输出高频电压的振幅Vc=Icm1·Rp，Rp不变，Icm1随Vc而变化，而VCC是受υΩ控制的，回路两端输出的高频电压也随υΩ变化，因而实现了集电极调幅。其波形如图5—3所示。

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v(t)?0tv(t)00t

v??(t)0t

图5-3 集电极调幅波形图

当没有加入低频调制电压υΩ（即υΩ=0）时，逐步改变集电极直流电压VCC的大小，同样可使ic电流脉冲发生变化，分解出的ICO或Icm1也会发生变化。我们称集电极高频电流Icm1（或ICO）随VCC变化的关系线为静态调制特性曲线。根据分析结果可作出静态调制特性曲线如图5—4所示。

图5－4 集电极调幅的静态调制特性

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静态调制特性曲线不能完全反映实际的调制过程，因为没有加入调制信号，输出电压中没有边频存在，只有载波频率，不是调幅波。通常调制信号角频率Ω要比载波角频率ωo低得多，因此对载波来说，调制信号的变化是很缓慢的，可以认为在载波电压交变的一周内，调制信号电压基本上不变。这样，静态调制特性曲线仍然能正确反映调制过程。我们可以利用它来确定已调波包络的非线性失真的大小。由图5—4可知，为了减小非线性失真，当加上调制信号电压时，保证整个调制过程都工作在过压状态，所以工作点Q应选在调制特性曲线直线段的中央，即VCCQ=1/2VCCO处，VCCO为临界工作状态时的集电极直流电压。否则，工作点Q偏高或偏低，都会使已调波的包络产生失真。在本实验中会得到证实。

（2）二极管大信号检波的工作原理

当输入信号较大（大于0.5伏）时，利用二极管单向导电特性对振幅调制信号的解调，称为大信号检波。

大信号检波原理电路如图5—5—a所示。检波的物理过程如下：在高频信号电压的正半周时，二极管正向导通并对电容器C充电，由于二极管的正向导通电阻很小，所以充电电流iD很大，使电容器上的电压υc很快就接近高频电压的峰值。充电电流的方向如图5—5—a图中所示。

图5-5 二极管检波器的原理图和波形图

这个电压建立后通过信号源电路，又反向地加到二极管D的两端。这时二极管导通与否，由电容器C上的电压υc和输入信号电压υi共同决定。当高频信号的瞬时值小于υc时，二极管处于反向偏置，管子截止，电容器就会通过负载电阻R放电。由于放电时间常数RC远大于

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调频电压的周期，故放电很慢。当电容器上的电压下降不多时，调频信号第二个正半周的电压又超过二极管上的负压，使二极管又导通。如图5—5—b中的t1至t2的时间为二极管导通的时间，在此时间内又对电容器充电，电容器的电压又迅速接近第二个高频电压的最大值。在图5—5—b中的t2至t3时间为二极管截止的时间，在此时间内电容器又通过负载电阻R放电。这样不断地循环反复，就得到图5—5—b中电压υc的波形。因此只要充电很快，即充电时间常数Rd·C很小（Rd为二极管导通时的内阻）；而放电时间常数足够慢，即放电时间常数R·C很大，满足Rd·C<< RC,就可使输出电压υc的幅度接近于输入电压υi的幅度,即传输系数接近1。另外，由于正向导电时间很短，放电时间常数又远大于高频电压周期（放电时υc的基本不变），所以输出电压υc的起伏是很小的，可看成与高频调幅波包络基本一致。而高频调幅波的包络又与原调制信号的形状相同，故输出电压υc就是原来的调制信号，达到了解调的目的。

根据上述工作特点，大信号检波又称峰值包络检波。理想情况下，峰值包络检波器的输出波形应与调幅波包络线的形状完全相同。但实际上二者之间总会有一些差距，亦即检波器输波形有某些失真。本实验可以观察到该检波器的两种特有失真：即惰性失真和负峰切割失真。

惰性失真是由于负载电阻R与负载电容C选得不合适，使放电时间常数RC过大引起的。惰性失真又称对切割失真，如图5—6所示。

ViVc0tt1t25-6 堕性失真 图5-6惰性失真

如图中t1-t2时间内，由于调幅波的包络下降，电容C上的电荷不能很快地随调幅波包络变化，而输入信号电压υi总是低于电容C上的电压υc，二极管始终处于截止状态，输出电压不受输入信号电压控制，而是取决于RC的放电，只有当输入信号电压的振幅重新超过输出电压时，二极管才重新导电。为了避免这种失真，理论分析证明，R·C的大小应满足下列条件

1?Ma2R?C?

ma?max式中ma是调制系数；Ωmax是被检信号的最高调制角频率。

负峰切割失真是由于检波器的直流负载电阻R与交流（音频）负载电阻相差太大引起的一种失真。

检波器总是通过耦合电容CC与低频放大器或其他电路相连接。如图5—7所示。图中CC

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是耦合电容，容量较大；ri2是下一级电路的输入电阻（一般较小1KΩ左右）。由图可见：检波器的直流负载电阻为R（RL）；由于CC的容量较大，对音频（低频）来说，可以认为是短路。

图5-7 接有交流负载的检波器

因此，检波器的交流负载电阻RΩ等于R与ri2的并联值，即

R??R?ri2?R

R?ri2显然交、直流电阻是不同的，因而有可能产生失真。这种失真通常使检波器音频输出电压的负峰被切割，因而称为负峰切割失真或底部切割失真，如图5—8所示。

图5－8 负峰切割失真

为了避免这种失真，经理论分析R和R?应满足下列条件

Mamax?R? R2、实验线路

本实验的原理电路图如附图G7所示。

图中Q62为驱动管，Q61为调幅晶体管。晶体管Q62工作于甲类，Q61工作于丙类，被调信号由高频信号源从IN61输入，C613与T63及 C63与T61的初级调谐在输入信号，此处

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调谐在10. 7MHz。调制信号从IN63处输入，D61为检波管，R63、R64、R65为检波器的直流负载，C66、R63、C67组成π型低通滤波器，C610为耦合电容，R67、R66、R610为下级输入电阻。

五、实验内容

1、调整集电极调幅的工作状态。

按下K61，调W61使Q61的静态工作点为UEQ＝2.1V（即测P3与G两焊点的电压，见图0－1所示）。

用频率特性测试仪测试电路，调节T63、T61的磁芯分别使C63与T61及C613与T63初级线圈形成的调谐回路谐振在10.7MHz处（如果没有频率特性测试仪，则这一步略过）。

2、从IN61处注入10.7MHz的载波信号（大小为Vp-p=250mV左右，此信号由高频信号源提供。为了更好地得到调幅波信号，在实验过程中应微调10.7Mhz信号的大小。），在TT61处用示波器观察输出波形，调节T63、T61的磁芯使TT61处输出信号最大且不失真。

3、测试动态调制特性

用示波器从Q61发射极测试输出电流波形（测试点为TT63），改变从IN61处输入信号的大小（即调WF1，信号幅度从小到大），直到观察到电流波形顶点有下凹现象为止，此时，Q61工作于过压状态，保持输入信号不变，从IN63处输入1KHz的调制信号（调制信号由低频信号源提供，参照低频信号源的使用），调制信号的幅度由0V开始增加（信号最大时为Vp-p=7V）。此时用示波器在TT61处可以看到调幅信号如图5-10。改变调幅信号大小，记下不同的V?时的调幅系数ma，并制表5-2。 V?（V） ma 0.5 1 2 3 ?? BA 图5-10 调幅系数测量

ma?A?B?100% A?B4、观察检波器的输出波形

从TT62用示波器观察检波器输出波形，分别连接J62、J63、J64、J65，在TT62处观察

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输出波形。

（1）观察检波器不失真波形（参考连接为J62、J65，可以相应的变动）。 （2）观察检波器输出波形与调幅系数ma的关系。

（3）在检波器输出波形不失真的基础上，改变直流负载，观察“对角线切割失真”现象，若不明显，可加大ma（参考连接为J63、J65，可以相应的变动）。

（4）在检波器输出不失真的基础上，连接下一级输入电阻，观察“负峰切割失真”现象（参考连接为J62、J64，可以相应的变动）。

六、实验报告

1、整理实验所得数据。

2、画出不失真和各种失真的调幅波波形。

3、画出当参数不同时，各种检波器的输出波形。

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实验六 变容二极管调频

一、实验目的

1、掌握变容二极管调频的工作原理；

2、学会测量变容二极管的Cj～V特性曲线； 3、学会测量调频信号的频偏及调制灵敏度。

二、实验内容

1、 调节电路，观察调频信号输出波形。 2、 观察并测量LC调频电路输出波形。 3、 观察频偏与接入系数的关系。

4、 测量变容二极管的Cj～V特性曲线； 5、 测量调频信号的频偏及调制灵敏度。

三、实验仪器

1、双踪示波器 一台 2、频率特性扫频仪（选项） 一台

四、实验原理

1、实验原理

（1）变容二极管调频原理

所谓调频，就是把要传送的信息（例如语言、音乐）作为调制信号去控制载波（高频振荡信号）的瞬时频率，使其按调制信号的规律变化。

设调制信号： ???t??V?cos?t，载波振荡电压为：a?t??Aocos?ot 根据定义，调频时载波的瞬时频率??t?随???t?成线性变化，即

??t???o?KfV?cos?t??o???cos?t （6-1） 则调频波的数字表达式如下：

KfV????af?t??Aocos??t?sin?t ?o????或 af?t??Aocos?ot?mfsin?t

??

（6-2）

式中： ???KfV?是调频波瞬时频率的最大偏移，简称频偏，它与调制信号的振幅成正比。比例常数Kf亦称调制灵敏度，代表单位调制电压所产生的频偏。

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式中：mf?KfV????????fF称为调频指数，是调频瞬时相位的最大偏移，它的大小反映了调制深度。由上公式可见，调频波是一等幅的疏密波，可以用示波器观察其波形。

如何产生调频信号？最简便、最常用的方法是利用变容二极管的特性直接产生调频波，其原理电路如图6—1所示。

图6-1 变容二极管调频原理电路

变容二极管Cj通过耦合电容C1并接在LCN回路的两端，形成振荡回路总电容的一部分。因而，振荡回路的总电容C为：

C?CN?Cj （6-3）

振荡频率为：

f?12?LC?12?L(CN?Cj) （6-4）

加在变容二极管上的反向偏压为：

VR?VQ?直流反偏?????调制电压???O?高频振荡，可忽略?

变容二极管利用PN结的结电容制成，在反偏电压作用下呈现一定的结电容（势垒电容），而且这个结电容能灵敏地随着反偏电压在一定范围内变化，其关系曲线称Cj～?R曲线，如图6—2所示。

由图可见：未加调制电压时，直流反偏VQ（在教材称V0）所对应的结电容为Cj?（在教材中称C0）。当反偏增加时，Cj减小；反偏减小时，Cj增大，其变化具有一定的非线性，当调制电压较小时，近似为工作在Cj～?R曲线的线性段，Cj将随调制电压线性变化，当调制电压较大时，曲线的非线性不可忽略，它将给调频带来一定的非线性失真。

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图6-2 用调制信号控制变容二极管结电容

我们再回到图6—1，并设调制电压很小，工作在Cj ～?R曲线的线性段，暂不考虑高频电压对变容二极管作用。

设 ?R?VQ?VQcos?t （6-5） 由图6—2（c）可见：变容二极的电容随υR变化。

即： Cj?CjQ?Cmcos?t （6-6） 由公式（3）可得出此时振荡回路的总电容为

C??CN?Cj?CN?CjQ?Cmcos?t

由此可得出振荡回路总电容的变化量为：

?C?C??CN?CjQ??Cj??Cmcos?t （6-7） 由式可见：它随调制信号的变化规律而变化，式中Cm是变容二极管结电容变化的最大幅

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?? 高频电子线路实验指导书

值。我们知道：当回路电容有微量变化?C时，振荡频率也会产生?f的变化，其关系如下：

?f1?C??f02C （6-8）

式中，是f0未调制时的载波频率；C0是调制信号为零时的回路总电容，显然

Co?CN?CjQ

由公式（6-4）可计算出f0（调频中又称为中心频率）。

f0?即：

12?L(CN?CjQ)

将（6-7）式代入（6-8）式，可得：

?f(t)?

1(f0/C0)Cmcos?t??fcos?t2 （6-9）

?f?1(f0/C0)Cm2 （6-10）

频偏：

振荡频率： f?t??fo??f?t??fo??fcos?t （6-11） 由此可见：振荡频率随调制电压线性变化，从而实现了调频。其频偏?f与回路的中心频率f0成正比，与结电容变化的最大值Cm成正比，与回路的总电容C0成反比。

为了减小高频电压对变容二极管的作用，减小中心频率的漂移，常将图6—1中的耦合电容C1的容量选得较小（与Cj同数量级），这时变容二极管部分接入振荡回路，即振荡回路的

等效电路如图6—3所示。理论分析将证明这时回路的总电容为

'C0?CN?C1?Cj/(C1?Cj) (6-12)

回路总电容的变化量为：

C0?CN?C1?Cj/(C1?Cj) (6-12) 回路总电容的变化量为：

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' 高频电子线路实验指导书

图6-3 Cj部分接入回路

?C'?P2?Cj频偏:

(6-13)

1?f'?P2?(f0/C0)Cm?P2?f2 (6-14)

式中，P?C1C1?CjQ称为接入系数。

关于直流反偏工作点电压的选取，可由变容二极管的Cj～?R曲线决定。从曲线中可见，对不同的?R值，其曲线的斜率（跨导）SC??Cj??各不相同。?R较小时，SC较大，产生的频偏也大，但非线性失真严重，同时调制电压不宜过大。反之，?R较大时，SC较小，达不到所需频偏的要求，所以VQ一般先选在Cj～?R曲线线性较好，且SC较大区段的中间位置，大致为手册上给的反偏数值，例：2CC1C，VQ?4V。本实验将具体测出实验板上的变容二极管的Cj～?R曲线，并由同学们自己选定VQ值，测量其频偏?f的大小。

（2）变容二极管Cj～?R曲线的测量，将图6—1的振荡回路重画于图6—4，CjX代表不同反偏?RX时的结电容，其对应的振荡频率为fX。若去掉变容二极管，回路则由CN、L组成，对应的振荡频率为fN，它们分别为

fx?

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??12?L(CN?Cjx) （6-15）

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