12V250W单输出正激式变换器设计

毕业论文（设计）

题 目： 12V/250W单输出正激式变换器设计 姓 名： 学 号： 指 导 教 师：

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摘要

12V/250W 单输出正激式变换器设计

摘要

随着电子技术的高速发展、电子系统的应用领域越来越广泛，电子设备的种类也越来越多，电子设备与人们的工作、生活的关系日益紧密，任何电子设备都离不开可靠的电源，它们对电源的要求也越来越高。特别是随着多媒体电子计算机设备的应用越来越广泛，也要求能够提供稳定的电源，以满足用电需要。基于这个思想，设计和制作了符合指标要求的开关电源。开关电源具有高频率、高功率密度、高效率等优点，被称作高效节能电源。

本论文针对于目前电子计算机设备的高速发展的现状，设计了一个12V/250W单输出正激式变换器。

首先，本论文对正激式变换器的工作原理做了简要的分析，确定了12V/250W单输出正激式变换器的设计方案；其次，计算出开关器件的参数并选取合适的开关器件，完成了变换器的硬件设计，并绘制了电路图；最后利用仿真软件spice对于电路进行了仿真、测试，并分析了仿真结果。

关键词：开关电源；原件参数；仿真软件Spice；仿真图

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ABSTRACT 12V / 250W SINGLE OUTPUT FORWARD CONVERTER DESIGN

ABSTRACT

With the rapid development of electronic technology, electronic systems become more and more popular, more and more types of electronic equipment, electronic equipment and people's work, life of the increasingly close relations, any electronic device are inseparable from the reliable power supply, their requirement to the power supply is more and more high. Especially with the multimedia electronic computer equipment is applied more and more widely, it can require a stable power supply, to meet the electricity needs. Based on this idea, the design and production of meet the requirement of switching power supply. Switching power supply with high frequency, high power density, high efficiency and other advantages, is called the high efficient and energy saving power supply.

In this paper, aiming at the electronic computer equipment high speed development the present situation, the design of a 12V / 250W single output forward converter.

First of all, the thesis of the forward converter 's working principle is analyzed briefly, determined by12V / 250W single output forward converter design; secondly, calculate the parameters of switching devices and select the suitable switching device, completed the converter's hardware design, and drawing the circuit diagram; finally, by using the simulation software spice for circuit simulation, testing, and analysis of simulation results.

Key words: switching power supply; computer equipment; the original parameter; simulation software Spice; simulation chart

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目录

目录

摘要 ................................................................................ 2 ABSTRACT ............................................................................ 3 目录 ................................................................................ 4 第1章 绪论 ....................................................................... 5

1.1

1.2

课题研究的目的和意义 ...................................................... 5 开关电源国内外发展状况 .................................................... 6

1.3 主要研究内容 ............................................................... 7

第2章 正激式变换器 ................................................................ 8

2.1

正激式变换器的工作原理 .................................................... 8

2.2 正激式变换器的电压电流分析 ................................................ 9 第3章 12V/250W单输出正激式变换器设计 ............................................ 12

3.1 12V/250W单输出正激式变换器 ............................................... 12

3.2 3.3 3.4 3.5 3.6

MOSFET选择 ............................................................... 16 缓冲器安装 ............................................................... 17 二极管选择 ............................................................... 21 小信号分析 ............................................................... 22 瞬态仿真结果 ............................................................. 26

3.7 短路保护 ................................................................. 29

结论 ............................................................................... 32 参考文献 ........................................................................... 33 致谢 ........................................................................................................................................... 34

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第1章 绪论

第1章 绪论

1.1 课题研究的目的和意义

电源是各种电子、电器设备工作的动力，是自动化不可或缺的组成部分，直流稳压电源是应用极为广泛的一种电源。

自六十年代起，第一台开关电源问世以来，开关电源在世界各国迅速发展，直流稳压电源也顺势而生，但在初期价格较高，直到八十年代，随着元件工艺的成熟，直流稳压电源的价格也日益下降，应用也变的日益广泛。近几年随着科技的发展，直流稳压电源的工作频率有原来的几十千赫发展到现在的几百千赫，甚至更高。现在智能化的直流稳压电源也被广泛应用于生产领域，对此的研究开始向高频方面发展。以美国为首的几个发达国家在这方面的研究已经转向高频下电源的拓扑理论、工作原理、建模分析方法和高频大功率开关器件，高性能集成控制器和功率模块的开发研制方面发展。

我国在此方面的起步较晚，1973年才开始这方面的研究工作，现在主要在小功率单端变换器方面发展较为迅速。在功率半导体器件及控制集成化方面，与国外同类产品有这很大的差距。因此，直流稳压电源的研制及应用在此方面与之也从在很大的差距。

直流稳压电源通常可分为线性稳压电源和开关稳压电源两大类。线性稳压电源是指电压调整功能的器件始终工作于线性放大区的一种直流稳压电源，是发展最早、应用最广泛的一种电源。但其体积大，效率低，可靠性差，操作使用不方便，自我保护功能不够。

近年来，随着微机，中小型计算机的普及和航空航天数据通信，交通邮电等事业的讯速发展，以及为了各种自动化仪器、仪表和设备配套的需要，当代对电源的需要不仅日益增大，而且对电源的性能、效率、重量、尺寸和可靠性以及诸如程序控制、电源通/断、远距离操作和信息保护等功能提出了更高的要求。对于这些要求，传统的线性稳压电源无法实现，和线性稳压电源相比，开关稳压电源具有以下的一些优越性：

1、效率高

开关稳压电源的调整开关管工作在开关状态，截止期间，开关元件漏电流极小，因此功率消耗小而效率高，通常可达到80%-90%以上。功耗小使得机内温升亦低，周围元件不会因长期工作在高温环境下而损坏，有利于提高整机的可靠性和稳定性。而传统的线性稳压电源的晶体管一直工作在放大区，全部负载电流都通过调整管，因而损耗大，效率低，一般只在50%左右，功率等级也比较低。

2、稳压范围宽

从本质上说，线性稳压电源的电压调整作用是靠调整管的“变阻”

作用实现的，因而调压范围小。开关稳压电源的电压调整作用是通过对直流电压进行脉宽调制而实现的，因而线性控制区域大，调压范围宽，在交流电压变化较大时，开关稳压电源仍能达到很好的稳压效果。

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第1章 绪论

3、体积小重量轻

开关电源可将电网输入的交流电压直接整流再进行PWM控制，这样可省去笨重的电源变压器(为了和高频变压器相区别，电源变压器又称为工频变压器)，使电源的体积大大缩小，重量减轻。在隔离式开关电源中，高频隔离变压器由于频率高而可以使体积小、重量轻。

4、安全可靠

开关稳压电源一般都有辅助电路，以提供自动保护功能。

正因为直流稳压电源有着这多方面的优点,所以对它的研究有着重要的意义,这不仅是对自己所学知识的总结，而且对自己以后从事电力方面的工作有着很大的帮助作用。对所选课题进行研究，培养自己各方面的能力，进一步锻炼自己。

1.2 开关电源国内外发展状况

开关电源是利用现代电力电子技术，采用功率半导体器件作为开关，通过控制开关晶体管开通和关断的时间比率（占空比），调整输出电压，维持输出稳定的一种电源。早在20世纪80年代计算机电源全面实现了开关电源化，率先完成计算机电源换代，进入90年代开关电源已广泛应用在各种电子、电器设备，程控交换机、通讯、电力检测设备电源和控制设备电源之中。开关电源一般由脉冲宽度调制（PWM）控制IC和MOSFET构成。开关电源和线性电源相比，两者的成本都随着输出功率的增加而增长，但两者增长速率各异。线性电源成本在某一输出功率点上，反而高于开关电源，这一点称为成本反转点。随着电力电子技术的发展和创新，使的开关电源技术也不断的创新，这一成本反转点日益向低输出电力端移动，从而为开关电源提供了广阔的发展空间。

开关电源高频化使其发展的方向，高频化使开关电源小型化，并使开关电源更进入更广泛的应用领域，特别是在高新技术领域的应用，推动了高技术产品的小型化、轻便化。另外开关电源的发展与应用在节约能源、节约资源及保护环境方面都具有重要的意义。

开关电源的发展方向是高频、高可靠、低耗、低噪声、抗干扰和模块化。由于开关电源轻、小、薄的关键技术是高频化，因此国外各在开关电源制造商都致力同步开发新型高智能化的元器件，特别是改善二次整流器件的损耗，并在功率铁氧体（Mn-Zn）材料上加大科技创新，以提高在高频率和较大磁通密度（Bs）下获得高的磁性能，而电容器的小型化也是一项关键技术。SMT技术的应用使得开关电源取得了长足的进展，在电路板两面布置元器件，以确保开关电源的轻、小薄。开关电源的高频化就必然对传统的PWM开关技术进行创新，实现ZVS、ZCS的软开关技术已成为开关电源的主流技术，并大幅提高了开关电源的工作效率。对联高可靠性指标，美国的开关电源生产商通过降低运行电流，降低结温等措施以减少器件的应力，使得产品的可靠性大大提高。

模块化是开关电源发展的总体趋势，可以用模块化电源组成分布式电源系统，可以设计成N+1冗余电源系统，并实现并联方式的容量扩展。针对开关电源运行噪声大这一缺点，若单独追求高频化，其噪声也必将随着增大，而用部分谐振转换电路技术，在理论上即可实现高频化又可降低噪声，但部分谐振转换技术实际应用仍存在着技术问题，故仍需在这一领域开展大量的工作，使得多项技术得以实用化。电力电子技术的不断创新，开关电源产业有着广阔的发展前景。要加快我国开关电源产业的发展速度就必须走技术创新之路，走出有中国特色的产学研联合发展之路，为我国国民经

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第1章 绪论

济的高速发展做出贡献。

1.3 主要研究内容

1 研究12V/250W单输出正激式变换器的工作原理；

2给出变压器的匝数比计算，计算出开关器件的参数并选取合适的开关器件；

3设计出单输出12V/250W正激式变换器的电路图；利用仿真软件(Spice)对电路进行仿真、测试，并分析仿真结果。

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第2章 正激式变换器

第2章 正激式变换器

正激式变换器输出电压的瞬态控制特性和输出电压负载特性，相对来说比较好，因此，工作比较稳定，输出电压不容易产生抖动，在一些对输出电压参数要求比较高的场合，经常使用。

2.1 正激式变换器的工作原理

所谓正激式变换器，是指当变压器的初级线圈正在被直流电压激励时，变压器的次级线圈正好有功率输出。

图2.1 正激式变换器工作原理图

图2-1是正激式变换器的简单工作原理图，图中Ui是开关电源的输入电压，T是开关变压器，K是控制开关，L是储能滤波电感，C是储能滤波电容，D2是续流二极管，D3是削反峰二极管，R是负载电阻。

在图2-1中，需要特别注意的是开关变压器初、次级线圈的同名端。如果把开关变压器初线圈或次级线圈的同名端弄反，图2-1就不再是正激式变压器开关电源了。

正激式变换器有一个最大的缺点，就是在控制开关K关断的瞬间开关电源变压器的初、次线圈绕组都会产生很高的反电动势，这个反电动势是由流过变压器初线圈绕组的励磁电流存储的磁能量产生的。因此，在图2-1中，为了防止在控制开关K关断瞬间产生反电动势击穿开关器件，在开关电源变压器中增加一个反电动势能量吸收反馈线圈N3绕组，以及增加了一个削反峰二极管D3。

反馈线圈N3绕组和削反峰二极管D3对于正激式变压器开关电源是十分必要的，一方面，反馈线圈N3绕组产生的感应电动势通过二极管D3可以对反电动势进行限幅，并把限幅能量返回给电源，对电源进行充电；另一方面，流过反馈线圈N3绕组中的电流产生的磁场可以使变压器的铁心退磁，使变压器铁心中的磁场强度恢复到初始状态。

由于控制开关突然关断，流过变压器初级线圈的励磁电流突然为0，此时，流过反馈线圈N3绕组中的电流正好接替原来励磁电流的作用，使变压器铁心中的磁感应强度由最大值Bm返回到剩

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第2章 正激式变换器

磁所对应的磁感应强度Br位置，即：流过反馈线圈N3绕组中电流是由最大值逐步变化到0的。由此可知，反馈线圈N3绕组产生的感应电动势在对电源进行充电的同时，流过反馈线圈N3绕组中的电流也在对变压器铁心进行退磁。

2.2 正激式变换器的电压电流分析

图2-2电压电流波形图

图2-2是图2-1中正激式变换器中几个关键点的电压、电流波形图。图2-2-a）是变压器次级线圈N2绕组整流输出电压波形，图2-2-b）是变压器次级线圈N3绕组整流输出电压波形，图2-2-c）是流过变压器初级线圈N1绕组和次级线圈N3绕组的电流波形。

图2-1中，在Ton期间，控制开关K接通，输入电源Ui对变压器初级线圈N1绕组加电，初级线圈N1绕组有电流i1流过，在N1两端产生自感电动势的同时，在变压器次级线圈N2绕组的两端也同时产生感应电动势，并向负载提供输出电压。电压输出波形如图2-2-a）。

图2-1-c）是流过变压器初级线圈电流i1的波形。流过正激式变换器的电流与流过电感线圈的电流不同，流过正激式变换器中的电流有突变，而流过电感线圈的电流不能突变。因此，在控制开关K接通瞬间流过正激式变换器的电流立刻就可以达到某个稳定值，这个稳定电流值是与变压器次级线圈电流大小相关的。如果我们把这个电流记为i10，变压器次级线圈电流为i2，那么就是：i10 = n i2 ，其中n为变压器次级电压与初级电压比。

另外，流过正激式变换器的电流i1除了i10之外还有一个励磁电流，我们把励磁电流记为?i1。

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第2章 正激式变换器

从图1-18-c）中可以看出，?i1就是i1中随着时间线性增长的部份，励磁电流?i1由下式给出： ?i1 = Ui*t/L1 —— K接通期间 （2-1）

当控制开关K由接通突然转为关断瞬间，流过变压器初级线圈的电流i1突然为0，由于变压器铁心中的磁通量ф 不能突变，必须要求流过变压器次级线圈回路的电流也跟着突变，以抵消变压器初级线圈电流突变的影响，要么，在变压器初级线圈回路中将出现非常高的反电动势电压，把控制开关或变压器击穿。

如果变压器铁心中的磁通 产生突变，变压器的初、次级线圈就会产生无限高的反电动势，反电动势又会产生无限大的电流，而电流又会抵制磁通的变化，因此，变压器铁心中的磁通变化，最终还是要受到变压器初、次级线圈中的电流来约束的。

因此，控制开关K由接通状态突然转为关断，变压器初级线圈回路中的电流突然为0时，变压器次级线圈回路中的电流i2一定正好等于控制开关K接通期间的电流i2(Ton+)，与变压器初级线圈励磁电流?i1被折算到变压器次级线圈的电流之和。但由于变压器初级线圈中励磁电流?i1被折算到变压器次级线圈的电流?i1/n的方向与原来变压器次级线圈的电流i2(Ton+)的方向是相反的，整流二极管D1对电流?i1/n并不导通，因此，电流?i1/n只能通过变压器次级线圈N3绕组产生的反电动势，经整流二极管D3向输入电压Ui进行反充电。

在Ton期间，由于正激式变换器的电流的i10等于0，变压器次级线圈N2绕组回路中的电流i2自然也等于0，所以，流过变压器次级线圈N3绕组中的电流，只有变压器初级线圈中励磁电流?i1被折算到变压器次级线圈N3绕组回路中的电流i3 (等于?i1/n)，这个电流的大小是随着时间下降的。

一般正激式变换器的初级线圈匝数与次级反电动势能量吸收反馈线圈N3绕组的匝数是相等的，即：初、次级线圈匝数比为：1 ：1 ，因此，?i1 = i3 。图2-2-c）中，i3用虚线表示。

图2-2-b）正激式变换器次级反电动势能量吸收反馈线圈N3绕组的电压波形。这里取变压器初、次级线圈匝数比为：1 ：1，因此，当次级线圈N3绕组产生的反电动势电压超过输入电压Ui时，整流二极管D3就导通，反电动势电压就被输入电压Ui和整流二极管D3进行限幅，并把限幅时流过整流二极管的电流送回供电回路对电源或储能滤波电容进行充电。

精确计算电流i3的大小，可以根据（2-1）式以及下面方程式求得，当控制开关K关闭时： e3 = －L3*di/dt = －Ui —— K接通期间 （2-2） i3 = －(Ui*Ton/nL1)- Ui*t/L3 —— K关断期间 （2-3）

上式中右边的第一项就是流过变压器初级线圈N1绕组中的最大励磁电流被折算到次级线圈N3绕组中的电流，第二项是i3中随着时间变化的分量。其中n为变压器次级线圈与初级线圈的变压比。值得注意的是，变压器初、次级线圈的电感量不是与线圈匝数N成正比，而是与线圈匝数N2成正比。由（1-82）式可以看出，变压器次级线圈N3绕组的匝数增多，即：L3电感量增大，变压器次级线圈N3绕组的电流i3就变小，并且容易出现断流，说明反电动势的能量容易释放完。因此，变压器次级线圈N3绕组匝数与变压器初级线圈N1绕组匝数之比n最好大于一或等于一。当N1等于N3时，即：L1等于L3时，上式可以变为： i3 =Ui(Ton-t)/L3 —— K接通期间 （2-4）

（2-4）式表明，当变压器初级线圈N1绕组的匝数与次级线圈N3绕组的匝数相等时，如果控制开

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第2章 正激式变换器

关的占空比D小于0.5，电流i3是不连续的；如果占空比D等于0.5，电流i3为临界连续；如果占空比D大于0.5，电流i3为连续电流。

这里顺便说明，在图1-17中，最好在整流二极管D1的两端并联一个高频电容（图中未画出）。其好处一方面可以吸收当控制开关K关断瞬间变压器次级线圈产生的高压反电动势能量，防止整流二极管D1击穿；另一方面，电容吸收的能量在下半周整流二极管D1还没导通前，它会通过放电（与输出电压串联）的形式向负载提供能量。这个并联电容不但可以提高电源的输出电压（相当于倍压整流的作用），还可以大大地减小整流二极管D1的损耗，提高工作效率。同时，它还会降低反电动势的电压上升率，对降低电磁辐射有好处。

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第三章 12V/250W单输出正激式变换器设计

第3章 12V/250W单输出正激式变换器设计

3.1 12V/250W单输出正激式变换器

该变换器产生12V输出电压及22A输出电流，常用于为游戏工作站或多媒体计算机供电。给定功率的大小，推荐应用预变换电路(PFC电路)。该变换器的技术指标如下：

Vbulk,min=350Vdc Vbulk,max=400Vdc Vout=12V

Vripple=ΔV=50mV

输出电流Iout在10μs内冲10A变化到20A情况下，最大ΔVout=250mV Iout,max=22A TA=70℃ Fsw=100kHz

MOSFET降额因子 kD=0.85 二级管降额因子kd=0.5

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第三章 12V/250W单输出正激式变换器设计

时间

图3-1 构建了用于测试负载瞬态响应的5V/12V双开关正激式变换器，所得结果与仿真结果完

好匹配

在这种输出功率下，不能使用单开关结构，应采用双开关拓扑。首先，计算所需的变压器匝数比，给定最大占空比为45%，效率为90%，基于公式 ΔV=

1Cclp?toff0/2ICclp(t) ·dt=

1Cclp?0(1?D)Tsw/2Vin2LmagDTsw[(1?D)Tsw/2]?t(1?D)Tsw/2·dt ，可写出

Vout=ηVbulk,minDmaxN (3-1) 从上式求匝数比你，得到

N=

Vout?Vbulk,minDmax=

120.9?350?0.45=0.085 ( 3-2a)

把上述值用于式（3-1），把输入电压从最小值改为最大值，可估计在高输入电压条件下的最小占空比为

（3-2b）

交叉频率fc选为10kHz。频率超过该值，变换器会引入开关噪声并需要更仔细地布线。频率低于此值严格的跌落电压指标会导致需要选择大体积的输出电容。然而如果在计算的开始阶段没能求到合适的电容，则需要一些迭代运算。考虑到压降大多取决于fc，输出电容和阶跃负载电流，可以

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第三章 12V/250W单输出正激式变换器设计

用已经得到的公式来推导得到第一个电容值：

上面情况假设了在交叉频率处，ESR比电容容抗低很多：

(3-3a)

(3-3b)

因此，要选择在最差情况下，在交叉频率处，电容ESR低于电容阻抗，以限制ESR对瞬态输出降落的影响。应用Rubycon公司生产的1000μF ZL电容是个不错的选择：

C=1000μF

在TA=105℃的情况下，

IC,rms=1820mA

在TA=20℃的情况下，RESR,low=23mΩ 在TA=-10℃的情况下，RESR,high=69mΩ ZL系列，16V

给定ΔIout为10A，上述室温下的ESR将单独产生输出电压负脉冲，其值为

Δvout=ΔIoutRSER=10×23m=230mV (3-3c)

如果技术指标为250mV，上述计算值是不可接受的。或者说，所选的电容，它的ESR值至少等于式(3-3b)所推荐的一半(10mΩ)。需要将三个ZL系列电容并联来得到如下等效元件：

Cout=3000μF 在TA=105℃的情况下,

IC,rms=5.5A

在TA=20℃的情况下，RESR,low=7.6mΩ 在TA=-10℃的情况下，RESR,high=23mΩ ZL系列，16V

在低温时，负载脉冲会达到极限值，除非我们认为游戏工作站工作时的温度不会低于0℃如果需要在圆顶建筑内玩游戏，显然需要四个五个电容。最后需要检查流过的有效电流。然而假设降压输出具有飞脉冲本质，我们不能期望该电流值太高。

给定输出功率值和大体积输出电容，可以认为总纹波电压只取决于ESR项。因而，如果电容ESR为15mΩ(0℃时的近似值)，最大峰-峰输出纹波电流满足

(3-4)

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第三章 12V/250W单输出正激式变换器设计

为得到电感值，可写出截止期间的纹波表达式为

(3-5)

应用式(3-4)，可以推导最小电感值L满足

(3-6)

如果考虑到在高温时，电感值有10%的下降，让我们选输出电感值为25μH。25μH电感使流过电容的有效值为

(3-7)

式中，设等效电容电流容量为5.5A，?L=L/(RloadTsw)=25u/(600m×10u)=4.17,与第一章指出的一样。就没有什么问题了。 副边电流将达到峰值为

在原边，该电流折算为

(3-8)

(3-9a)

电流谷值达到

(3-9b)

如果认为控制器出现最大峰值电流时，对应于检测电阻两端的电压为1V，那么，通过以下式可以计算检测电阻，其中考虑了10%的裕度：

(3-10)

流过MOSFET、变压器原边和检测电阻的电流与90W CCM反激式变换器原边电流类似。有效电流表达式稍有不同，因为该电流包含了副边纹波通过匝数比N折算到原边的电流(这里忽略了磁化电流的贡献)：

(3-11a)

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第三章 12V/250W单输出正激式变换器设计

(3-11b)

检测电阻上耗散的功率为

(3-12)

该数值相当于250W输出功率的0.3%，但假设要求效率为90%，仍希望选择节约功率的电流变压器。这类原件通常通过单匝原边绕组检测电流，吧检测得到的电流折算到副边并让其流过负荷电阻。因而，可为控制器检测输入端提供相应的电压。该变压器起高通滤波作用，并具有等效截止频率，显然不能传输直流信号。

3.2 MOSFET选择

MOSFET的选择基于最大输入电压和降额因子(kd=0.85)。如果选择耐压为500V的器件(在双开关反激式变换器中，晶体管应力受输入电压限制)，最大输入电压必须限制在

(3-13)

如果在轻负载工作时，PFC不包括跳周模式，那么，输出电压将有可能达到过压保护(OVP)值。因而，变压器进入各种自我恢复呃逆模式。尽管出现过压保护，检查电路是否遵循式(3-13)是重要的。在MC33262控制器中,OVP设为调节后输出电压的8%，需要吧标称输入电压减小到390Vdc以便在MOSFET上保持合适的安全裕度。

在浏览了多个制造商网站后，选择由International Rectifier公司制造的IRFB16N50KPBF型MOSFET。该器件的技术指标如下： IRFB16N50KPBF TO220AB BVDSS+500V

在Tj=110℃的情况下，RDS(on)=770mΩ QG=90nC QGD=45nC

根据式(3-11b)，可以估计Tj=110℃时，MOSFET的导通损耗为

(3-14)

开关导通损耗需要对实际器件进行测量，但可由下式做粗略估算：

(3-15a)

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第三章 12V/250W单输出正激式变换器设计

如果MOSFET启动电路输出的峰值电流为1A,那么，可估计交叠时间，此时电流和电压彼此交叉，该时间约为

(3-15b)

这是很粗略的计算，意在给出可能的功率耗散大小的概念。另外在该计算中认为驱动电流为常数，与栅源电压无关。该说法对双极型驱动电路(恒电流发生器)而言是对的，如UC384X系列电路，但在基于CMOS的驱动电路来说并不是这样，其输出电流固有有的与VGS值得变化有关（电阻性输出行为）。

式(3-15b)的计算包含米勒电荷QGD，它低于总栅极电荷。VDS(t)和ID(t)在交叠期间发生转换并产生损耗，导通损耗为：

(3-15c)

截止损耗可由下式算出：

该损耗数值达到

(3-15d)

(3-15e)

另外，应用这些数值要十分小心，因为这些数值中包含了非线性参数，也并不能很好地表征如驱动电流能力等特性。这里给出这些数值是为了表示这些变量对最后损耗大小的影响，没有必要坚持在实际电路中测量这些参数。

3.3 缓冲器安装

如果在MOSFET漏源两端安装缓冲器，可以使漏源电压上升稍作延迟。结果，电压和电流交叠区域面积会稍有减小。缓冲器电路如图3-2所示。如在交叠期间忽略R和D，则C直接连接于MOSFET的漏源两端。

当驱动电路使MOSFET断开，漏极电流下降，下降速度由控制器驱动电流决定。然而，由于电流需要其他通路，该电流转向电容C。因而，漏源电压增加，增加的速度主要由电容确定。漏源电压为

(3-16)

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第三章 12V/250W单输出正激式变换器设计

图3-2a RCD缓冲器有助于减少截止损耗

电容电流斜向上上升，从0（MOSFET闭合）开始直到峰值，该峰值大小为开关断开时的ID,peak。图3-2(b)所示为与缓冲作用相关的典型波形。如果Δt为原边电流从MOPSFET漏极转移到缓冲电容所需的时间，可以推导得到漏极电压式为

(3-17)

上式是二次式，电压形状是抛物线曲线。如图(3-2b)所示，开关损耗由于电容的作用而减小。借助于式(3-17)，可以推导这些损耗的表达式并可用于指导电容的选择：

(3-18)

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遗憾的是，如果加入一个电容并让他与功率开关并联，在导通期间附加的开关损耗（电容C通过开关放电）将使减小MOSFET功率耗散的努力白费。这些电容损耗为

(3-19)

上式表明电容值与产生的功率耗散之间存在线性关系。然而，观察式(3-18)和式(3-19)，可看到改变电容值会产生相反的结果：如果C增加，导通损耗减小但电容损耗增加。因而，存在两根曲线的交叉点，该点给出了最佳电容值，对应着两种损耗机理产生的功率耗散相等。该点可通过推导与电容C相关的总额表达式来得到并通过表达式对电容C求导为零得到：

(3-20)

(3-21)

(3-22)

根据上式求C，得

(3-23)

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回到设计例，把上述式输入Mathcad并求由式(3-18)和式(3-19)所给出的两种损耗曲线。结果如图3-2c所示，他肯定了分析推导的合理性。当选择60pF缓冲电容，总损耗值分配为：

(3-24)

图3-2c 在同一图中画出开关损耗曲线，显示了两根曲线的交点：该点与最佳缓冲电容值对应 该功率值由全部由MOSFET在导通和截止期间耗散。

与1.65W相比，已经减小了MOSFET截止期间的损耗，其值接近于1W。是否可以进一步减小MOSFET结温使它保持在安全温度范围？是的，可以把导通电容耗散通过外部电阻消耗而不是由MOSFET来耗散。功率耗散保持为常数，但约功耗一半转向增加的电阻而不是MOSFET。改电阻与C串联。然而，如果电阻耗散功率，该电阻在开关断开期间会引入偏置

ID,peakR，该偏置会破坏缓

冲器带来的好处。为避免该串联偏置，用一个二极管让电阻在电容充电期间短路（如图3-2a所示）。在导通期间，最小的导通时间应确保电容C通过R完全充电；否则，截止损耗增加，这是因为电容上会累积起偏置值。如果RC电路充电或放电条件至少保持3τ，认为RC电路充电或放电，其中τ=RC。在现在情况下，该条件变换为

(3-25)

把已经计算得到的参数值代入上式并求R，得到

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(3-26)

该电阻值的选取应使式(3-24)的计算结果等于0.5W，因而，一个1W的电阻或把两个0.5W电阻并联使用可允许高电压下工作。

现在可以计算MOSFET总损耗值，包含传导和开关的贡献：

(3-27)

给定TO-220封装，需要一个热沉。

3.4 二极管选择

原边续流二极管的选择与变压器磁化电感有关。通常，在离线应用中，电流值保持足够低以适应1A二极管。在现在的情况下，设变压器的磁化电感为10mH。在最大导通时间和最小输入电压下，磁化电流达到峰值，其值为

(3-28a)

如果认为导通和截止斜率相等，在MOSFET截止后，经以下延迟时间后磁电流复位：

(3-28b)

导通时间和复位时间相等，这是因为复位电压相似(值为Vbulk)。可很快推导到平均电流值为

(3-28c)

在本应用中，MUR160型二极管可满足要求。下面讨论副边二极管。

在正激式变换器中，两个副边二极管的峰值反向电压(PIV)类似。给定匝数比为0.085，二极管峰值反向电压(PIV)应保持为

(3-29)

那么本应用中可使用反向耐压为100V的肖特基二极管。TO-220封装MBR60H100CT型或TO-247封装的MBR40H100WT型二极管，正向压降为0.6V，在Tj=150℃下的平均电流为20A。在最差情况下(低输入电压，导通时间最大)串联二极管损耗的功率为

(3-30a)

续流二极管的耗散将稍多，因为续流二极管在截止时间导通，在高输入电压时，截止时间最大使功耗增大：

(3-30b)

平均而言，这些二极管将耗散约为12W或总输出功率的5%。采用同步整流来进一步减小该功

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率耗散是合理的。在降压驱动的变换器中，可以忽略输出交流纹波，使得用MOSFET实现同步整流成为有吸引力的方案。因为在反激式或升压变换器中不存在基于二极管的整流电路，MOSFET的电阻性通路(RDS(on))增加了有一个耗散因素。事实上，二极管动态电阻Rd通常足够小，可忽略它对损耗的贡献，即使存在大的交流纹波时也是如此。这一描述不适合于MOSFET的场合，因为MOSFET的RDS(on)是主要的耗散回路，并会被大交流纹波进一步恶化。在正激式变换器中，输出交流纹波小，这由电容电流低于1A（见式（3-7）)来确认。如果期望每个同步二极管的耗散功率为2W，在忽略总有效值中的交流分量的情况下，需要的RDS(on)满足

(3-31)

给定低RDS(on)值，应用电路中需要几个MOSFET并联工作才能满足式(3-31)。在Tj=150℃的情况下，NTP75N06型二极管的RDS(on)为19mΩ。为得到可接受的RDS(on)值，吧三个NTP75N06型二极管并联，使总的RDS(on)在Tj=150℃的情况下为6.6mΩ考虑到续流二极管整流器的负担增加，需要4个NTP75N06型二极管以便达到5mΩ。必须考虑价格的平衡，即两个肖特基二极管及其热沉与9个MOSFET之间价格的平衡，当然，如果总功率耗散在它们之间分散的话，工作时可能不需要热沉。另外，自驱动MOSFET并不是万能的，主要是由于磁心复位时，驱动电压不足。这样会短时间内激活续流MOSFET的体二极管，从而进一步使效率降低。使用专用控制器有助于解决这一问题，但会解决这一问题，但会增加费用。

3.5 小信号分析

图3-3所示为应用PWMCM自触发交流模型的电流模式正激式变换器电路。所有元件使用上述计算所得的数值。光耦合器在25kHz处有一个极点，并给定相等低的上拉电阻值。应用自动k因子工具，为10kHz带宽进行了补偿，并对电路完成了交流扫描，如图8.65b所示。计算所得到的数值如下：

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图3-3a 应用PWMCM开关模型的小信号模型，其中变压器出现在PWMCM开关模型的后面

图3-3b 无补偿和适当补偿后的波特图

构建内部除3电路模型的B1源通常用在电流模式控制器中。为测试该补偿方法的有效性，构建了逐周模型，由两个瞬态源Vreset和Vset组成简单的置位和复位电路。瞬态源由下列语句描述，

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电路如图3-4a所示。

Vset 3 0 PULSE 0 10 1n 1n 50n (Tsw)

Vreset 16 0 PULSE 0 10 (Tsw*Dmax) 1n 1n 50n (Tsw)

图3-4a有最大占空比限制的，应用简化电流模式控制电路的逐周模型

Tsw和Dmax为传递参数，分别可改变开关频率和最大占空比。然后，进一步推导基于开关周期和施加的峰值电流的占空比。在有些时候，会发生冲突的情况，此时施加的峰值电流和其相关的导通时间被最大占空钳位。在这种情况下，平均模型无法给出正确的大信号瞬态响应。这从3-4b中可以看到，图中比较了由平均模型（没有开关元件）工作在最大占空比为80%的逐周模型以及工作在占空比为45%的同一变换器的响应。注意，占空比为80%的情况没有物理意义，这是因为这一结构的常规正激式变换器在占空比为80%条件下是不能工作的。这显示了占空比对瞬态响应的影响。

解释占空比对瞬态响应的影响，在于占空比钳位电路对导通时间产生的限制作用，依次也钳位了最大原边峰值电流。因而，内在的限制了电感电流的上升时间并使其不能以较快的速率增加，尽

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管反馈环努力把上升速度推到最大值。如图3-4c所示比较两个斜率：无限制时为312mA/μs，在有钳位的情况下为80mA/μs。难怪占空比为45%时的瞬态响应给出了较大的电压落差(200mV)。然而，该数值仍然在技术指标范围内。如果电压降落比期望值大，也没有必要提高交叉频率，因为环路已经在寻求最大的功率。应该加输出电容并重新构建补偿电路。

图3-4b 由平均模型、占空比限制为80 %和45 %的逐周模型仿真得到的瞬态响应。从压降值

可清楚看出45%的占空比限制对响应的影响

图3-4c 观察瞬态负载变化期间的电感电流斜率可清楚看到占空比限制对瞬态响应的影响

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3.6 瞬态仿真结果

我们用MOSFET模型更新了图3-4a，并重新仿真(如图3-5a所示)所选的控制器为PWMCMS，它的第二个输出直接驱动变压器，避免了直流耦合电容。首先，所选的MOSFET与最初的选择不同，最初时缺乏MOSFET的SPICE模型。仿真时使用SPP12N50C3 MOSFET，其RDS(on)在25℃时为700m

Ω，米勒电容为26nC。图3-5b所示为放大了的漏极电压和电流波形。对于这两个信号进行积分（平均），可以得到每个MOSFET的平均功率为1.3W，比计算值稍好。然而，应记住，多数SPICE MOSFET的RDS(on)值对应的工作温度为25℃，导通损耗应除以2（当结温达150℃，RDS(on)值通常为室温的

两倍）。

3-5a 含功率MOSFET模型的最后仿真电路

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3-5b 放大MOSFET瞬态区信号显示了转换的快速性，在每个功率管上具有良好的功率耗散 图3-5c所示为驱动信号和输出电压信号，表明峰-峰纹波低于20mV（指标为50mV）。另外，电感峰值和谷值电流与初始计算相符。

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图3-5c 驱动电流与输出电压波形：低输出纹波表明了与初始50mV的指标相符，有足够的裕度 为计算得到效率值，通过测量流过直流源的平均电流，并把它乘以源电压来计算得到Pin。测 得到输出功率Pout为输入功率Pin的95%，当然没有包含其他的损耗，在这些损耗中变压器起着很大作用。该变压器可由专业制造厂根据后面提供的数据制作。这些数据必须包括从原边侧得到的最大秒数值。观察式(3-32)，该数值表示为

NBsatAe>Vin,maxton,max (3-32)

这是正激式变换器的设计条件。如果不遵守该条件，变压器将会在几个开关周期之后很快饱和。在本例中，给定输入电压和占空比限制，最大伏特-秒值为

(3-33)

提供给制造商的参数如下：

ILP,max=2A

Ip,rms=1.1A Is,rms=12.6A

Fsw=100kHz

Vin=380Vdc~400Vdc

Vout=12V(电流为20A) Np:Ns=1:0.085

电感本身有一系列技术指标，主要与连续输出电流和最大峰值电流偏移量有关： L=25μH

Ip,max=25A

IL,rms=20A

Fsw=100kHz

ΔIL=3A(峰-峰值)

图3-6所示为最终电路图，图中给出了由开关频率为100kHz，型号为NCP1217A组成的控制电路。改控制器可跳周工作并允许变换器在无负载下工作而不会失控。如UC384X系列控制器的致命弱点是占空比不能为0%。这一特征常常造成输出过压的情况，这是因为当导通时间最小时，在无负载条件下无法把输出电压维持在指标值。跳周能很好地解决该问题。

控制器直流电源来自辅助电路，例如，低功率反激式控制器（如NCP101X系列的单片电路或

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来自安森美的NCP1027能很好实现该功能）。

3-6用NCP1217A作为主控制器的最终变换器电路

3.7 短路保护

在前面的电路图中可以看出，没有保护电路。与反激式变换器不同，一个与原边相连的副边绕组只在导通期间传递Nvin电压，使变换器发现不了副边的问题。遗憾的是没有一个简单的方法来折算副边电压并在出现问题的情况下发挥作用。一种可能的办法是，通过在现有磁心上绕几匝线圈从输出电感上引出辅助信号。该信号引回到原边并进行整流。在短路时，辅助Vcc电压为0，从而通过重复突发模式（控制器尝试再启动）来保护变换器。这一方案如图.3-7a所示。然而，需遵守的爬电距离以及变压器上的安全载荷（应能通过3kV电气强度测试）使该方案变得不切实际和高成本。

另外，可以选用具有保护电路的控制器。在现在情况下，选择由安森美公司生产的NCP1212控制器是个不错的选择。对于单开关正激式应用场合，可利用基于DSS（动态自供电）方法，如图3-7b所示，电路中使用了NCP1216A控制器。

该方法利用动态自供电(DSS)来为控制器提供电源。然而，由于控制器自身无法输出总驱动电流(DSS的驱动能力限制在几毫安)，特别是需要驱动大MOSFET的情况，需要辅助绕组的帮助。在正激式变换器中，辅助绕组能传递 Nvin电压并允许较宽的电压变化，特别是在通用电源应用的场合。双极晶体管使控制器免受这些变化，让驱动电流流经绕组，而不是控制器。因而，芯片功率耗散限

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制为内部电路电流消耗与高电压值的乘积。

图3-7a 来自副边的电压为控制器提供自供电的可行方案。然而，它给输出电感带来了其他的

约束条件，如隔离和高压电介质

3-7b 与辅助绕组相关的DSS有助于为控制器自供电，并不会给高电压电路产生过载。通过监

控反馈电压可确保短路检测

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作为作为正激式变换器设计的结尾，我们收集了在该结构中使用的关键元件的约束条件。这些数据有助于用来选择二极管和功率开关的击穿电压。所有公式都与CCM工作条件相关联。

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结论

结论

随着多媒体电子计算机设备的应用越来越广泛，也要求能够提供稳定的电源。本论文就12V/250W单输出正激式变换器的工作原理作了分析，计算了变压器的匝数比、开关器件的参数，就开关器件的选择、电路图的设计、以及电路图的仿真、测试、分析等作了一定的研究。完成了对于该开关电源的设计。

本论文的主要工作有：

1、 对于正激式变换器的工作原理作了分析，确定了变换器的总体设计方案； 2、 计算出了正激式变换器的开关器件的主要参数，并选取了合适的开关器件； 3、 设计出了12V/250W单输出正激式变换器的电路图； 4、 对电路图进行了仿真、测试，并分析了仿真结果。

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参考文献

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致谢

致谢

本设计是在我的指导老师讲师的悉心指导下完成的，在此，我向韩老师表示衷心的感谢，韩老师严谨求真的治学态度、刻苦恒心的钻研精神以及严以律己、宽以待人的处事作风深深影响了我。在课题研究工作的开展和本文的撰写过程中，韩老师给了我很多很好的思想、方法和建议，使我开阔了视野、丰富了知识，理论水平和动手能力都得到了极大的提高，这些都将使我受益终身。感谢其他同学的大力支持和帮助。感谢我的家人对我的支持和无微不至的关怀，是他(她)们无私的、默默的奉献，使我能够安心、更加奋发向上的学习。最后值此论文成稿之际，谨向所有曾给予帮助和支持的老师、同学以及将要参加论文评阅和答辩委员会的各位专家和教授们致以最诚挚的谢意，并敬请批评正。

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