三电平逆变器SVPWM方法仿真

空间电压矢量控制的三电平逆变器

湖南大学

硕士学位论文

三电平逆变器SVPWM方法的分析与研究

姓名：金永顺

申请学位级别：硕士

专业：检测技术与自动化装置

指导教师：欧阳红林

20070508

空间电压矢量控制的三电平逆变器

三电平逆变器SVPWM方法的分析与研究

摘 要

多电平逆变器适合大容量、高压的场合，得到了越来越多的应用。在多电平逆变器的多种控制策略中，空间矢量调制（SVPWM）算法具有调制比大、能够优化输出电压波形、易于数字实现、母线电压利用率高等优点，成为人们关注的热点。

本文对三电平逆变器SVPWM调制手段进行了全面系统的深入研究，重点研究了如何实现三电平逆变器中的SVPWM调制，同时本文对三电平逆变器中点电位平衡的问题也进行了详细的研究。

文中通过对三电平逆变器拓扑结构的分析，阐述了三电平逆变器的运行机理。为了对三电平逆变器矢量调制技术进行全面的分析，本文首先从两电平SVPWM调制策略入手介绍了SVPWM调制的基本原理。然后分析了SVPWM控制策略在三电平逆变器的应用。为了实现方便三电平逆变器的空间矢量调制，本文提出了两种判断参考矢量位置的办法，并介绍了输出矢量作用时间的计算方法。在减小开关器件损耗方面，本文介绍了一种减小开关损耗的电压矢量作用顺序。同时也介绍了一种以牺牲开关损耗平衡中点电位的双极性调制策略。该调制策略通过利用冗余的小矢量和零矢量能让逆变器输出更好的电压波形并能更好的平衡中点电位。由于中点电位的不平衡是钳位式三电平逆变器运行过程中比较严重的问题，本文对此作了详细的研究。分析了大、中、小矢量对中点电位的影响，发现了哪些矢量能够影响中点电位的波动，并得出通过对成对小矢量的作用时间分配能够控制中点电位的结论。本文提出了几种能够抑止中点电位漂移的方法。

最后为了验证分析的正确性，构建了一个利用三电平逆变器控制异步电机的模型。通过对系统的仿真，验证了算法的可靠性。

关键词:多电平逆变器；二极管钳位；三电平逆变器；空间矢量调制；中点电压平

衡；

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Abstract

Multilevel converters have been widely used in high-voltage and high-power application fields. Among many of its modulation strategies, Space Vector Modulation (SVM) has been one of the most popular research points. The main advantages of the strategy are the following: it provides larger under modulation range and offers significant flexibility to optimize switching waveforms；it is well suited for implementation on a digital computer；it has higher DC voltage utilization ratio.

The principle of three level voltage space vector PWM is deeply studied. The main point in this article is how to use space vector PWM technique in three level inverter. At mean time, the reason of unbalancing in neutral-point potential fluctuation is investigated.

This paper have researched the topology of three level inverter, and discussed the principle of the three level inverter. This article discuss svpwm strategy used in two level inverter .For using SVPWM in three level inverter ,this paper propose two way of judging the place of reference vector ,and then introduce the way of computing the time of modulation. this paper introduces approach that can reduce switching loss .At the same time , The article proposes a novel SVPWM strategy for the three-level neutral-point-clamped voltage source inverter, based on the particular disposition of all the redundant voltage vectors．The new modulation approach shows superior performance for the harmonic voltage and the control of neutral-point potential. The main factor which influences neutral point voltage balance of three level inverter is deeply studied. Hence some way of balancing the neutral-point voltage are proposed.

At last we simulate the SVPWM modulating means of three-level inverters by MATLAB, and prove the correction of modulating mean.

Keywords: Multilevel Inverter Diode-Clamped; Three-Level Inverter; Space Vector

Modulation; Neutral-point voltage balancing

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学位论文原创性声明

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第1章 绪 论

1.1 引言

多少年来，人们都在孜孜不倦地研究电的任意变换，随着工业革命步伐的持续加快，人们更想利用电子技术将固定频率的交流电变换为任意频率的交流电，从而可以满足机器设备的不同需要。很长时间来，由于电力电子器件的发展跟不上人们的需求，使得固定频率的交流电的使用受到了一些限制。近年来，随着电工领域各种技术的全面发展，人们对电力电子装置的高压、大功率和高频化的要求越来越强烈，人们希望电力电子装置能够处理越来越高的电压等级和容量等级，例如，电力系统中以高压直流输电(HVDC)、静态无功补偿(STATCOM)等为代表的柔性交流输电技术(FACTS)，以及以高压变频为代表的大电机驱动和大功率电源装置。在传统的两电平变换器的大功率运用中存在许多问题:需要笨重、耗能、昂贵的变压器;为了得到高质量的输出波形而提高开关频率，造成很高的开关损耗，而为了适应高电压的要求，需采用器件串联，因而需要复杂的动态均压电路。多电平变换器也就是在这种背景下成为高压大功率变换研究的热点。

1.2 多电平逆变器的研究现状及发展前景

多电平逆变器是在1981年由Nabae等人提出的“中点钳位PWM逆变器(Neutral-Point-Clamped PWM Inverter, NPC-PWM)”的基础上发展起来的，其后在高压大功率变频调速器方面得到了广泛的应用。尽管Nabae未明确提出多电平逆变器的概念，但该逆变器本身就是二极管钳位三电平逆变器的雏形。

多电平逆变器的一般结构是有几个电平台阶成阶梯波以逼近正弦输出电压。在过去两电平逆变器的高压大容量应用中，往往采用功率开关器件的串并联方式，这就要求所有串并联的开关器件必须同时开通和关断，所有开关器件的开关特性要完全一致。而由于器件匹配的困难使开关器件的利用因数降低，使这种方案非常麻烦甚至很难实现。许多情况下也采用交一直一交变频方式，在这种方式中，或是将多个低压小容量变换器采用多重化获得高压大功率，或是在交流输入侧和交流输出侧分别采用低压变换器。很明显，以上两种方法均采用了笨重、昂贵、耗能的变压器，且对于第二种方法还会出现中间环节电流过大，系统效率下降，可靠性降低，低频时能量传输困难等诸多缺点，人们希望采用直接的高压变换器方式，这就对变换器所用器件提出了更高的要求，特别是需要承受很高的电压应力，因此，人们提出了一种通过变换器自身拓扑结构的改进，达到既无需升降压

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变压器，又无须均压电路的多电平变换器。多电平逆变器作为一种新型的逆变器类型，其产生的背景是为了克服传统逆变器较高的dv/dt，di/dt所引起的开关应力等缺点，出发点是通过对主电路拓扑结构的改进，使所有功率器件工作在基频以下，达到减小开关应力，改善输出波形的目的，但因多电平电路所需的功率器件较多，所以从提高性能比角度，它更适合于大功率场合。

多电平逆变器由于输出电压电平数的增加，使得输出波形具有更好的谐波频谱，每个开关器件所承受的电压应力较小，且无需均压电路，开关器件在输出电压基频以下，其开关损耗小，可避免大的dv/dt所导致的各种问题。尤其是八十年代以来，以GTO、IGBT为代表的第三代电力电子器件，以及以DSP为代表的智能控制新片的迅速普及，为这种新型多电平变换器的研究和实际应用提供了必要的物质基础。基于电压型三电平逆变电路的多电平逆变电路，特别是三电平逆变电路已进入实用化阶段，对其进行研究和分析很有实际意义。一般认为多电平逆变器是建立在三电平逆变器的基础上，按照类似的拓扑结构拓展而成的。电平数越多，所得到的阶梯波电平台阶越多，从而越接近正弦波，谐波成分越少。但这种理论上可达到任意N电平的多电平逆变器，在实际应用中由于受到硬件条件和控制复杂性的制约，通常在追求性能指标的前提下，并不追求过高的电平数，而以三电平最为实际。国外也有对七电平及更高电平的研究，但都还不成熟，特别受硬件条件和控制性能的限制，还处于理论研究阶段。目前三电平逆变器的主要控制方法有消谐波PWM法，开关频率最优PWM法和空间矢量PWM法等。控制方法的研究是三电平逆变器研究的一个热点问题。

国外多电平逆变器己经有了成品出现，如ABB公司的高压大容量变频器就是采用IGCT中点钳位电压型三电平逆变器，最高输出电压可将近400KV。又如巴西伊泰普HVDCT工程运行电压最高为600KV，输送功率为3180OMW，线路长800KM，它代表了当今HVDCT水平、鉴于我国地域辽阔，能源分布及负荷发展极不平衡，发展HVDCT显得非常重要。我国变频器总的潜在市场应为1200-1800亿元，其中常压变频器约占市场份额的60%左右，中、高压变频器需求数量相对比较少，但由于单台变频器功率大、售价高，应占市场的40%左右在多电平方面，国内己有几家推出采用基于1.2KV～1.8KV的IGBT器件单元串联单相桥式主电路结构的高压变频装置，这种主电路结构由于器件多而复杂，信号调制困难使得整体可靠性比较差，其输出功率也不高。

总体来说，多电平变换技术(尤其是三电平)，在国外尽管存在一些尚未完善的地方，但是三电平逆变器不仅能应用于大功率高输入电压的逆变场合，而且能应用子如静止无功补偿、电力有源滤波器等电力电子装置中。因此在灵活电力系统和用户电力技术方面也有广阔的应用。特别表现在：(1)性能的高压大容量交流变频调速技术，2)多电平双FWM高频整流健变调速系统，实现四象限运行，(3) 2

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高压直流输电(HVDCT)，(4)电能质量综合治理中的应用在m内等方面。虽然变频调速系统的研究非常活跃而且市场需求旺盛，但是在产业化方面还不是很理想，该技术的研究还处于萌芽状态，有大量的工作需要研究者去做。且随着新型电力电子器件及DSP智能控制芯片的迅速普及，这一技术必将在大功率应用场合大显身手。传统直流电流源供电及直流电BE源供电的GTO变换器正逐渐被使用IGCT及IGBT的两电平或者三电平PWM变换器所取代。本世纪随着减少电磁噪声等环境标准的提高，多电平变换器方案必将得到广泛的应用。

1.3 多电平逆变器拓扑结构

多电平逆变器的基本思想是利用主电路的拓扑结构输出多级阶梯波来等效正弦波。到目前为止，己经有多种拓扑结构被相继提出，极大的丰富了多电平逆变器家族。多电平逆变器种类繁多，目前，国际上在中高压变频器产品的技术原理上主要有三种类型的逆变器：移相串联叠加输出技术；中点钳位式(NPC)；多电平逆变器；飞跨电容型多电平逆变器[1,2]。

1.3.1 二极管箝位式多电平逆变器

图1.1 二极管箝位式多电平逆变器

二极管嵌位式逆变器[3，4]又称中性点嵌位式(Neutral Point Clamped-NPC)逆变器。图1.1示出了二极管箱位式七电平逆变器一相的电路结构。二极管钳位式逆变器的电路结构首先由A.Nabae等人在1980年JAS年会上提出，1983年的IAS年会上

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Bhagwat等人又将二极管嵌位式三电平逆变器的结构推广到了任意多电平，形成了今天的NPC式多电平模式。二极管嵌位式逆变器特点有：

1) 二极管嵌位式逆变器利用多个二极管对相应的全控型功率开关器件进行钳位，以解决功率器件的均压问题。电平数为Np的三相逆变器含有6(Np-1)个全控型功率器件和6(Np-2)个嵌位二极管。三电平以上NPC电路中，由于嵌位二极管自

2 3NP+2身承受电压不均匀，如果采用相同耐压水平的二极管串联等效，需要NP

个。大量嵌位二极管的使用增加了控制的难度，使得七电平以上的NPC电路失去了实用价值。

2) 逆变器的直流侧采用电容分压以形成多电平，不需要结构复杂的曲折联结变压器就可直接实现高压大功率，缩小了装置的体积。NP电平的逆变器需要NP-1个分压电容，分压电容的存在可能引起电压不平衡，这一问题需要从控制手段上加以解决。

3) 同一桥臂上的功率器件的开关频率不同，桥臂中部的功率开关和靠近直流母线侧的功率开关相比，前者的导通时间远大于后者，所承担的负荷也较重。造成开关器件的利用率不同。

1.3.2 电容嵌位式(Capacitor Clamped)多电平逆变器

图1.2 电容嵌位式(Capacitor Clamped)多电平逆变器

电容嵌位式逆变器即飞跨电容式(Flying Capacetors)逆变器[5]，是由T. A. Meynard等人在1992年的PESC年会上首先提出的。如图1.2所示为电容嵌位式七电平逆变器。飞跨电容式逆变器的主要特点如下：

(1)采用跨接于开关器件之间的串联电容进行嵌位，三相Np电平逆变器共需2(3Np 7Np+4)/2个嵌位电容，直流侧分压电容的电路结构与二极管嵌位式逆变器 4

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相同。

(2)电容嵌位式逆变器的开关状态的选择比二极管嵌位式逆变器具有更大的灵活性，有利于平衡功率开关的导通时间和电容的电压。

2(3)三相从电平逆变器共需(3Np 7Np+4)/2个电容。由于直流滤波电容体积

大、成本高、使用寿命较短，使得电容嵌位式逆变器的实用价值不如二极管嵌位式逆变器。

1.3.3 移相串联叠加输出技术

图1.3 单元串联多电平PWM电压源型变频器的拓扑图

级联式逆变器又称为隔离直流电源式逆变器[6～8]，是多电平逆变器家族中出现最早的一种。1975年P.Hammond提出了采用隔离的直流电源作输入，多个H逆变桥输出端相串联的结构。如图1.3是单元串联多电平PWM电压源型变频器的拓扑图，包括输入变压器、变频器、电机3个部分。输入变压器是一个具有5组共15个相互独立二次线圈的特殊隔离变压器。变频器每相串接5个相同的功率单元，每个功率单元都是由输入隔离变压器的一个二次线圈单独供电，各功率单元及其供电的二次线圈间均相互绝缘，对地可受5KV的耐压，各组二次线圈在绕制时相互

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之间相位相差12o，这样可以消除各功率单元产生的大多数谐波，因而变频器输出的电流基本是正弦波，克服了一般6脉冲或12脉冲变频器不可避免的谐波干扰问题。级联式多电平逆变器的特点有：

（1）电平数越多，输出电压谐波含量越小；

（2）器件在较低频率下开通、关断，损耗小，效率高；

（3）易于封装；

（4）技术成熟，易于模块化；

（5）可采用软开关技术，以避免笨重、耗能的阻容吸收电路。但级联式逆变器需要多个独立的直流电源，当采用不控整流得到这些直流源时，为减小对电网的谐波干扰，通常采用多绕组曲折变压器的多重化来实现。

1.4 多电平PWM调制方法

在采样控制理论中有一个重要结论：冲量相等而形状不同的窄脉冲加在具有惯性的环节上时，其效果基本相同。PWM(Pluse Width Modulation)控制就是对脉冲的宽度进行调制的技术。即通过对一系列脉冲的宽度进行调制，来等效地获得所需要的波形（含形状和幅值）随着电压型逆变器在高性能电力电子装置，如交流传动、不间断电源和有源滤波器中越来越广泛的应用，PWM 控制技术作为这些系统的共用及核心技术，引起人们的高度重视，并得到深入的研究。1964年

A.Schonung和H.Stemmler根据通讯系统的调制技术产生了正弦脉宽调制(SPWM)变压变频的思想并应用到交流传动中。目前己经提出并得到应用的PWM控制方案就不下十种，从最初追求电压波形的正弦，到电流波形的正弦，再到磁通的正弦;从效率最优，转矩脉动最少，再到消除噪音等，PWM 控制技术的发展经历了一个不断创新和不断完善的过程。目前仍有新的方案不断提出，针对PWM控制技术的研究方兴未艾。在作为电机驱动的电压源型逆变器中，为降低所控制的电机的谐波损失、电磁干扰(EMI)和转矩脉动，无论采取何种PWM控制方法，其目标都是获得正弦电流输出。多电平逆变器应用于变频调速也要实现上述目标，使被控制的高压大功率电机获得优异的性能。但采用不同的PWM控制策略，逆变器输出电压的谐波含量不同，网侧的输入电流谐波含量亦不相同。多电平逆变器的调制方法大体可以分为阶梯波调制、多载波SPWM调制、相移SPWM调制和多电平SVPWM调制四种。

1.4.1 多电平逆变器正弦脉宽调制技术（SPWM）

以频率和期望波相同的正弦波作为调制波（Modulation wave），以频率比期望波高得多的等腰三角波作为载波（Carrier wave），当调制波与载波相交时，由它们的交点确定逆变器开关器件的通断时刻，从而获得高度相等、宽度按正弦规 6

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律变化的脉冲序列，这种调制方法称作正弦波脉宽调制（Sinusoidal pulse Width Modulation，简称SPWM）图1.4为传统两电平逆变器双极性控制方式的三相SPWM波形，其中uRA、uRB、uRC为三相的正弦调制波，ut为双极性三角载波，uAO'、uBO'、uCO'为三相输出与电源中性点O′之间的相电压波形，uAB为输出线电压波形，其脉冲幅值为+Ud或

Ud。

utRA

uRBuRC

a)1+Ud

2b)O

U d

2Ud+2c)O

U d

2

U+d

2'd)O

U d

21+e) U+Uf) +Ug)O1 Ud

图1.4 两电平逆变器SPWM波形

在三电平SPWM调制方法中。三电平逆变器相电压与常规两电平逆变器相比，传统SPWM控制原理是用一个基准正弦波和一个三角波载波进行交接，得到一个脉冲信号，通过这个脉冲信号来控制开关管的开关，而三电平逆变器需要将基准正弦波整流后与2个频率、幅值相等的三角波载波进行交接，得到两个脉冲信号。同时用基准波直接与零电压比较得到脉冲信号，如图1.5所示。然后用这3个脉冲信号经过一系列逻辑门后来得到各个开关管的开关情况.由于三电平逆变器输出信号多一个0电平，在相同的开关频率下，输出脉冲效果更接近正弦波。三电平逆

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变器SPWM调制方法跟两电平逆变器的SPWM控制方法类似，三电平逆变器在应用于较高电压时，可以采用对称的单脉冲触发控制方式。虽然在该方式下，电压谐波分量较多，但通过选取适当的触发角α谐波分量仍能满足一定的使用要求，同时该控制方式具有便于实现、开关频率较低、开关损耗较小等优点，因而在大功率应用场合，可以采用该控制方式。在较低电压应用场合，若采用单脉冲控制方式，电压谐波分量将大大增加，此时该方法一般不再适用，而是采用PWM脉宽控制方法。实际上，即便在高电压应用场合，逆变器也往往采用PWM控制。这是因为，与单脉冲控制方式相比，PWM调制方法能获取性能更为卓越的输出波形

[9,10]。

图1.5 三电平逆变器SPWM调制

1.4.2 相移式SPWM调制法

相移载波PWM调制(Phase-Shifted Carriers PWM)，简称PSPWM。相移PWM调制技术一般只适用于级联式逆变器，不适用于二极管钳位式和电容钳位式的多

由于其实现简单，相移PWM技术在级联式逆变器中应用比较广泛。电平逆变器[11]。

PSPWM技术中每个级联单元采用传统的SPWM调制，但每个载波相互之间存在相移。应用PSPWM，每个H逆变桥由两列相差180的三角波作为载波，一列称为正组载波，另一列称为负组载波，将它们分别与参考的正弦调制波进行比较，当正弦调制波的瞬时值大于正组三角载波时，左桥臂输出电压为正，否则输出电压为零;当正弦调制波的瞬时值小于负组三角载波时，右桥臂输出电压为正，否则输出电压为零。

根据以上原理，可以得到单元H桥的输出电压波形。同相各单元的调制波要采用等幅值同相位的正弦波，同相相邻的单元正组载波之间以及负组载波之间要有一个相移角，对于M重逆变器，这个相移角α=2π/M。这样调制得到的各单元的SPWM波彼此交错，相迭加形成多电平的SPWM电压波形。图1.6为三重移相的 8

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SPWM波形产生的方法。

图1.6 三重SPWM波形的产生方法

1.4.3 多电平SVPWM调制方法

矢量调制技术源于电机的磁场定向控制。电机的磁场定向控制的目的是通过坐标变换，将原来强耦合的三相交流电机系统转化为两相直流系统，耦合性大大降低，在两相坐标系下采用直流电机的控制方式进行控制，其控制也变得相对简单。将这种控制方法移植到三相逆变电源系统的控制中，将三相系统的电压统一考虑，并在两相系统进行控制。这种控制方法称为电压空间矢量控制，它的特点在于对三相系统的统一表述和控制，以及对幅值和相位同时控制这两个方面。图

1.7为N 电平逆变器电压矢量图[13～15]。N电平逆变器共有N3种电压空间矢量,其中独立的电压矢量为1+(1+2+ +N-1)×6=3N(N-1)+1个。依次连接相邻的2个电压空间矢量,利用上面的说明,可知N 电平逆变器电压空间矢量图共含有N个六边形，其中第1个六边形边上点与顶点处是独立的电压矢量,每条边上有N-1 种电压矢量；第2个六边形边上点与顶点处重复矢量数为2 ,每条边上有N-2 种电压矢量;第n个六边形（n<N）重复矢量数为n ,每条边上有N - n种电压矢量；当n = N 时,第N个虚六边形就是原点零矢量,重复零矢量数为N。对于N电平逆变器矢量图, 60°区域小三角形个数为1 + 3 +…+ (2 ×N - 3) = ( N-1)2。

图1.7 N电平逆变器原理示意图与电压矢量示意图

三电平逆变器中采用空间电压矢量调制的任务就是按照跟踪圆形磁场来控制PWM电压，其效果一定比SPWM方法及电流跟踪控制更好。三电平逆变器的

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SVPWM算法是本课题设计的核心，也是采用矢量调制解决中点电压平衡问题的基础。本文将在下章着重介绍SVPWM在三电平逆变器中的应用。

1.5 本文研究的对象和主要内容

由于三电平逆变器与传统两电平逆变器具有：更适应大功率、高电压的场合；降低了输出波形的谐波含量；降低了开关损耗等优点，越来越受到各国学者的关注，因此其控制手段也成为了一个热门课题。由于不同的调制方法各有优缺点，也适用不同的场合，但各种PWM方法中，由于SVPWM以瞬时空间矢量为控制量，最适合用于高动态性能的控制方法如矢量控制、直接转矩控制等。虽然钳位式三电平逆变的拓扑结构很早就已经提出，但是其实时控制仍然很复杂且难以实现。鉴于此，本文以三电平逆变器SVPWM方法为研究对象，探索三电平逆变器SVPWM有效的调制方法，以及利用SVPWM调制手段解决三电平逆变器实现过程中出现的一些问题。

本文研究的主要内容：

总结了目前多电平变换器的拓扑结构和控制策略，并比较了不同拓扑结构和不同控制策略的优缺点以及使用场合等。在第二章中以两电平SVPWM控制原理出发，分析研究了SVPWM调制技术在三电平变逆变器中的应用。本文在第三章中讨论了中点电位不平衡的原因，给出了一些比较实用的控制中点电位的方法。

最后通过仿真验证了SVPWM调制算法和基于SVPWM算法平衡中点电位的方法的有效性。

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第2章 三电平逆变器SVPWM控制策略

对三电平逆变器拓扑结构的分析是对其进入深入研究的基础。首先探讨二极管钳位式三电平逆变器的结构及运行原理，并深入研究两电平空间矢量PWM方法和三电平空间矢量PWM方法，基于此提出易于数字化实现的SVPWM控制方法。

2.1 二极管钳位式三电平逆变器拓扑结构分析

对于两电平的逆变电路来说，电路输出的相电压有udc/2和 udc/2（udc为直流侧输出电压）两种电平。如果能使逆变电路的相电压输出更多的电平，就可以使其波形更接近正弦波。图2.1给出了一种三电平逆变电路，这种电路也称为中点钳位型（Neutral Point Clamped）逆变电路[16，17]。

图2.1 二极管钳位式三电平逆变器主电路

该电路的每一相桥臂有四个开关元件、4个续流二极管和两个嵌位二极管。两个串联器件的中点通过钳位二极管和直流侧电容的中点相连接。嵌位二极管的作用是在开关管导通时提供电流通道防止电容短路。

在图2.1所示的三电平逆变器主电路结构中。其中，平均每个主管承受正向阻断电压为直流侧母线电压的一半。与传统的二电平拓扑结构相比较，中点钳位式三电平逆变器主要优点是:器件具有2倍的正向阻断电压能力，并能减少谐波和有效地降低开关频率,从而使系统损耗小。如从开关频率达到同样输出性能指标来衡量,三电平的开关频率将是二电平的1/5 ,且其电压上升率(dv/dt) 比二电平通用逆变器降低一半，污染电气性能的电流上升率(di/dt)也随之减少，能明显降低损害电机的绝缘性能而延长其工作寿命；随着电平数增加,每个电平幅值相对降低,电压变化减少,主电路电流含有的脉动成分小,转矩脉动和电磁噪声降低；因为与吸收电路有关的电路电压只有一半,流入吸收电路的能量小，即发热量减少，可使电路体积小。若三电平逆变器接上中点悬空的三相对称的星形负载,则负载中将不会

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有3 的倍数次谐波电流流过。

从三电平逆变器主电路的一相桥臂的结构出发，四个开关器件开关状态共有16种，但由于Sx1与Sx3是逻辑非的关系（同样Sx2与Sx4也是逻辑非的关系）因此有效状态只有3种情况。下面以a相为例，来描述相电压的三种输出状态。

（a）

(b)

(c)

图2.2 三电平逆变器相电压三种输出状态

(1)给S1、S2导通触发脉冲，S3、S4关断时：当电流ia为正（从逆变器流向负载），则电源对电容C1充电，电流流过主管S1、S2，忽略管压降，该相输出端电压Ua=Udc/2；如负载电流为负（从负载流向逆变器），电流流过与主管S1 S2并联的续流二极管D11、D12对电容C1充电，则该相输出端电压是U=Udc/2，如图2.2（a）所示

(2)给S2、S3导通触发脉冲，S1、S4关断时：如负载电流为正方向，则电源对电容C1充电，电流流过钳位二极管D1，主管S1，此时该相输出端电压U=0；如负载电流为负方向，电流流过与主管Q3，再流过钳位二极管D2，电源对电容C2充电，则该相输出端电压是U=0，如图2.2（b）所示。

(3)给S3、S4导通触发脉冲，S1、S2关断时：如a相电流为负，则电源对电C2充电，电流流过主管S3、S4，该相输出端电压U = - Udc/2；如a相电流为正方向，电流流过与主管S3、S4并联的续流二极管对电容C2充电，则该相输出端电压是 12

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U=-Udc/2，如图2.2（c）所示。

三电平逆变器的驱动控制基本原则如下：对应于a(b，c)相的三种状态，为了保证每次输出状态变化过程中动作的开关器件最少，应使得该相电位不在udc/2和 udc/2之间直接变化，而应通过中性点电位过渡，其通态特点是：每一相总是相邻的两个开关器件导通，其它两个器件关断，从而得到不同开关状态组合及相应的输出电压， 表2.1给出了a相电位发生变化时，功率开关器件的工作状态。在设计时，无论采用何种方式生成PWM波形，其硬件及软件设计应遵循表2.1规律(“-”表示关断，“+”表示导通)。

表2.1 三电平逆变器a相开关状态 A相状变换前功率器件状态变换后功率器件状态

态变化 Sa1 Sa2 Sa3 Sa4 Sa1 Sa2 Sa3 Sa4

0→1 - + + - + + - -

1→0 + + - - - + + -

0→-1 - + + - - - + +

-1→0 - - + + - + + -

2.2 三电平逆变器开关状态分析

由图2.1可知，每一相输出相电压有三种状态：ud/2 ，0 ， ud/2。由于三相的对称性，我们可以以a相为例，用P表示 ud/2，O代表0电平，N 代表 ud/2，可以直观的通过表2.2 ，得到a相开关状态与输出相电压之间的关系[17，19，22]。

表2.2 a相开关状态表

开关状态Sa S1

关断

关断

开通 S2 关断 开通 开通 S3 开通 开通 关断 S4 开通 输出电压 Udc/2 N O P 关断 0 关断 Udc/2

三电平逆变器每一相有三种开关状态，因此在整个三电平逆变器中总共有33=27种开关状态组合。我们可以由两电平逆变器矢量构成原理推出三电平逆变器的矢量图，如图2.3。

三电平逆变器27个空间状态中，总共可以输出19个空间矢量。与三相两电平逆变器不同，三电平逆变器可以分为长矢量，中矢量，短矢量和零矢量。其中3个零矢量、12个短矢量、6个中矢量，以及6个长矢量。

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三电平逆变器SVPWM方法的分析与研究

图2.3 三电平逆变器矢量图

2.3 两电平逆变器空间矢量（SVPWM）调制原理

交流电动机需要输入三相正弦电流的最终目的是在电动机空间形成圆形旋转磁场，从而产生恒定的电磁转矩。把逆变器和交流电动机视为一体，以圆形旋转磁场为目标来控制逆变器的工作，这种控制方法称作“磁链跟踪控制”，磁链轨迹的控制是通过交替使用不同的电压空间矢量实现的，所以又称“电压空间矢量PWM（SVPWM，Space Vector PWM）控制”。

先通过传统两电平逆变器入手来了解空间矢量调制[3]。交流电动机绕组的电压、电流、磁链等物理量都是随时间变化的，如果考虑到它们所在绕组的空间位置，可以定义为空间矢量。在图2.3中，A、B、C分别表示在空间静止的电动机定子三相绕组的轴线，它们在空间互差2π/3，三相定子相电压uAO、uBO、uCO分别加在三相绕组上。可以定义三个定子电压空间矢量uAO、uBO、uCO，使它们的方向始终处于各相绕组的轴线上。

uAO=uAO

uBO=uBOejγ

uCO=uCOej2γ

其中，r=2π/3。

三相合成矢量 （2.1）

us=uA0+uB0+uC0=uAO+uBOejγ+uCOej2γ

us=uA0+uB0+uC0 （2.2） 当定子相电压uAO、uBO、uCO为三相平衡正弦电压时，三相合成矢量

=Umcos(ω1t)+Umcos(ω1t 2πjγ4π)e+Umcos(ω1t ej2γ （2.3） 33

3=Umejω1t=usejω1t

2

us是一个以电源角频率，ω1为电气角速度作恒速旋转的空间矢量，它的幅值

14

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不变，是相电压幅值的3/2倍，当某一相电压为最大值时，合成电压矢量us就落在该相的轴线上。与定子电压空间矢量相仿，可以定义定子电流和磁链的空间矢量is和ψs，

is=iA0+iB0+iC0=iAO+iBOejγ+iCOej2γ

（2.4） （2.5） ψs=ψA0+ψB0+ψC0=ψAO+ψBOejγ+ψCOej2γ

在三相平衡正弦电压供电，且电动机已达到稳态时，定子电流和磁链的空间矢量is和ψs的幅值不变，以电源角频率ωs为电气角速度在空间作恒速旋转。

B

C

A

图2.4 电压空间矢量

2.3.1 电压与磁链空间矢量的关系

当异步电动机的三相对称定子绕组由三相电压供电时，对每一相都可写出一个电压平衡方程式，求三相电压平衡方程式的矢量和，即得用合成空间矢量表示的定子电压方程式为

us=Rsis+dψs dt （2.6）

当电动机转速不是很低时，定子电阻压降所占的成分很小，可忽略不计，则定子合成电压与合成磁链空间矢量的近似关系为

us≈

或 dψs dt （2.7）

ψs≈∫usdt （2.8）

当电动机由三相平衡正弦电压供电时，电动机定子磁链幅值恒定，其空间矢量以恒速旋转，磁链矢量顶端的运动轨迹呈圆形（一般简称为磁链圆）。定子磁链旋转矢量

ψs=ψsej(ω1t+ ) （2.9）

ψs是定子磁链矢量幅值， 定子磁链矢量的空间相度，式（2.9）对t求导得：

15

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j(ω1t++ )d2 （2.10） us≈(ψsej(ω1t+ ))=jω1ψsej(ω1t+ )=ω1ψsedtπ

式（2.10）表明，磁链幅值ψs等于电压与频率之比us/ω1，us方向与磁链矢量ψs正交，即磁链圆的切线方向，如图2.4所示。当磁链矢量在空间旋转一周时，电压矢量也连续地按磁链圆的切线方向运动2π弧度，若将电压矢量的参考点放在一起，则电压矢量轨迹也是个圆，如图2.5所示。因此，电动机旋转磁场的轨迹问题就可转化为电压空间矢量的运动轨迹问题。

图2.5 旋转磁场与电压空间矢量的运动轨迹

图2.6 电压矢量圆轨迹

2.3.2 PWM逆变器基本输出电压矢量

由式（2-2）得

us=uA0+uB0+uC0=uAO+uBOejγ+uCOej2γ

=(uA uOO')+(uB uOO')ejγ+(uC uOO')ej2γ

=uA+uBejγ+uCej2γ uOO'(1+ejγ+ej2γ)=uA+uBejγ+uCej2γ

其中，γ=2π （2.11） ，1+ejγ+ej2γ=0，uA,uB,uC是以直流则电源中点O′为参考点的PWM逆变器三相输出电压。由式（2.11）可知，虽然直流则电源中点O′和交流电动机中点O的电位不等，但合成电压矢量的表达式相等，因此，三相合成电压空间矢量与参考点无关。

两电平PWM逆变器共有8种工作状态，当（SA,SB,SC）=（1，0，0）时，（uA,uB,uC） 16

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=（UdUUd），代入式（2.11）得 , , 222

jjUUu1=d(1 ejγ ej2γ)=d(1 e3 e3)22

U4π2π4π2π=d[(1 cos cos) j(sin+sin)] 33332

=Ud2π4π（2.12）

同理，当（SA,SB,SC）=（1，1，0）时，（uA,uB,uC）=（

2π4πUdUdUd,, ），得： 222jjUdUdjγj2γ3u2= e3)(1+e e)=(1+e22

U4π2π4π2π （2.13） =d[(1+cos cos)+j(sin sin)] 33332

πjUd=(1+j)=Ude3

2

依此类推，可得8个基本空间矢量，见表2.3，其中6个有效工作矢量u1~u6,幅值为直流则电压ud，在空间互差π/3，另2个为零矢量u0和u7，图2.7是8个基本电压空间矢量图。

表2.3 8个基本空间电压矢量Ud/2

u0

u1

u2 SA SB SCuA uB uC

Ud2Ud2Ud2Ud

2us0 0 0 1 0 0 1 1 0 Ud2 Ud2Ud20 Ud UdejUd2 Ud2 Ud

2Ud2 Ud

2 π3 u3

u4 0 1 0 0 1 1

0 0 1 Udej2π3Ud2Ud

2Ud2

Ud2 Udejπ UdeUde

0 j4π3u5 u6 u7 Ud2Ud2Ud2 U1 0 1 d2 1 1 1 Ud2 Ud

2 j5π3Ud

2 Ud

2

17

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