现代电源技术实验

实验一 反激式电流控制开关稳压电源

一、实验目的

(1)了解单管反激式开关电源的主电路结构、工作原理。 (2)测试工作波形，了解电流控制原理。 二、实验所需挂件及附件 序号 1 2 3 4 5 型 号 DJK01 电源控制屏 DJK09 单相调压与可调负载 双踪示波器 万用表 自备 自备 备 注 该控制屏包含“三相电源输出”等几个模块。 DJK23 单端反激式隔离开关电源 三、实验线路及原理

单管反激式开关电源原理电路如图4-10所示。

图4-10 单管反激式开关电源原理图

交流输入经二极管整流后的直流电压Udc经变压器初级绕加到功率三极管Q1之C极，同时经电阻R9、R10加到Q1之b极使Q1开通。Udc电压加到变压器初级使磁通逐渐上升，初级电流也线性增大，变压器反馈绕组3－4上的感应电势的极性使Q1的b-e之间正向偏置增大，使Q1完全饱和导通，这是一个正反馈自激过程。

Q1饱和导通之后变压器初级承受Udc电压，变压器磁路中的磁通Φ正比于Udc*t中的伏秒积分，t是Q1开通的时间长度。在变压器磁通达到饱和值之前，Φ是线性增长，Q1中的电流是线性增长。为了保证Q1中的电流不超过其元件最大值，因此必须将此电流在适当的时候进行切断，这个电流峰值的控制由三极管Q2实现。当R7中的电流大到一定允许值Q2导通，强迫将Q1之b极变为零电平，使Q1关断，而Q2的通断受三极管Q4的通断来控制；而Q4的通断由三极管Q3和4N35中的三极管的导通情况来决定。Q3的通断由来自电流

反馈采样电阻R7上的电压来控制。当R7上的电流大到一定值，使Q3的b-e极正偏加大，使Q3导通。

本线路对 5V直流输出电压有自动稳压调节功能，当负载减小5V输出电压增大时，输出电压的采样电阻分压后加到TL431的R端的电压增大。由TL431的作用原理可知其C端电压会自动下降，结果造成4N35的二极管中电流增大，从而使4N35的三极管的等效内阻减小，结果使Q4提前导通最终使Q1提前关断，即负载减小时Q1的开通/关断占空比减小，这从Q1-e极的波形可以明显看到。当输入交流电压减小，Udc下降时，Q1导通后变压器中的磁通上升速率减小，结果Q1的开断周期延长。开关频率下降，例如从180V AC输入时的62KHz下降到100V AC输入时的44.8KHz。

当Q1中的电流被切断之后，变压器电感贮能释放，磁通下降，变压器副边绕组的感应电势经整流滤波后输出。这就是一般反激式（Fly back）的原理。

TL431的原理框图如下：

图4-11 TL431的原理图

C3R5D1R8为缓冲电路，减小Q1关断时Q1管c-e极的电压。 四、实验内容

(1)电路波形的测试。

(2)输入电压变化时主电路波形的测试。 (3)输出负债电流变化时主电路波形的测试。 (4)开关电源稳压特性的测试。 五、思考题

(1) 什么叫反激式开关电源，它与正激式有何区别？ (2)什么叫自激式与他激式开关电源？

(3)变压器的磁路在制作时为什么必须留有气隙？ (4)开关管的选择原则是什么？ 六、实验方法 (1)系统接线：

①将DJK09的交流调压输出接至DJK23的交流输入端。 ②将DJK09上的两个电阻并接成可调负载电阻。 (2)波形观察

①接入DJK09单相自藕调压器的220V交流电源，并开启DJK01控制屏的电源开关。 ②调节DJK09的交流输出为180V，并调节DJK09上的负载电阻，使DJK23上5V直流输出的电流为2A。

③用示波器观测电路相应各点的波形。

Q1的e极（即电流采样电阻R7两端）的波形 三极管Q1的b级波形

变压器反馈绕组3－4端的电压波形 三极管Q2的b级波形 三极管Q3的b级波形

A端2.495VR端C端+-CRA三极管Q3的C级波形

开关频率与占空比的测定并记录数据

④改变交流输入电压为100V，负载不变，重复步骤③。

⑤令5V直流输出负载电流为0.3A，交流输入为180V，重复步骤③。 (3)开关电源稳压特性的测试

①保持负载不变（5V、2A；±12V，0.5A），改变DJK23的交流输入电压，从70V~250V，测定5V和12V直流输出电压的变化及纹波系数。

②保持DJK23交流输入电压不变，改变负载从(5V,0.15A~2.6A；±12V，0.15~0.5A)，测定5V和12V直流输出电压的变化及纹波系数。

七、实验报告

(1)整理典型情况下的各点波形。 (2)说明电流控制原理。

(3)分析5V直流输出负载变化时输出电压不变的原理？

(4)当12V直流输出的负载改变时，输出12V电压能够保持不变吗？为什么？ (5)分析交流输入电压改变时，5V直流输出电压保持不变的原理？ 八、注意事项

(1)交流输入电压必须大于60V，小于250V。

(2)用示波器观察电路波形时，必须要注意共地问题。

(3)＋5V的最大负载电流为5A，±12V的最大负载电流为1A。

实验二 PS-ZVS-PWM软开关技术实验

一、实验目的

(1)熟悉移相控制零电压开关PWM(PS-ZVS-PWM)的结构与工作原理。 (2)了解全桥软开关电源移相PWM控制芯片的使用方法和工作原理。 二、实验所需挂件及附件 序号 1 2 3 4 型 号 DJK01 电源控制屏 DJK24 PS-ZVS-PWM软开关技术 双踪示波器 万用表 J2备 注 自备 自备 三、实验线路及原理 U2D2VCC12C6E6C13D4Q1Q3L2R18R14L1R17T1D9D5Q2R19R15R16R20D6D7D8C14D10L3R25Q4C16C17C18RLR28C8123BHBBHIDISVssBLIALIAHIHDELLDELAHBBHOBHSBLOBLSVddVccALSALOAHSAHO20191817161514131211 OUTC4567OUTDOUTBOUTAR1089R11R2910R21D12C9D3C21R23R31R2U112EANEAP20191817161514131211VCCOUTCOUTDOUTAOUTB

R4R5C3C10R24C11EAOUTSS/DISBRAMPREFGNDSYNCCTRTDELABDELCDOUTAOUTBPGNDVDDOUTCOUTDCSADSR30D11C123U3R27C11U42345R26C4678910R7R6R8C20图4-31 实验线路图

实验线路主要有控制电路、驱动电路、移相控制零电压开关PWM (PS-ZVS-PWM)变换器和稳压反馈电路组成。

1、PS-ZVS-PWM变换器简介

PS-ZVS-PWM变换器利用变压器的漏感或原边串联电感和功率管的寄生电容或外接电容来实现零电压开关，它的电路结构及主要波形如图4-32所示。

Q Q1

Q4Q3Q1tQ1D1Q2C1D2C2Q2I2Q4tVABiP I1VINQ3ABQ4C3D3D4C4 VIN0 VINLrtLfTRDR1Ls1Ls2

VrectiP

V /KINt0t1t2t3t4t5t6t7t8t9t10t11t12t13tCfDR2RLd0图4-32 主电路结构和主要波形

其中，D1∽D4分别是Q1∽Q4的内部寄生二极管，C1∽C4分别是Q1∽Q4的寄生电容或外接电容。Lr是谐振电感，它包括了变压器的漏感。每个桥臂的两个功率管(Q1、Q3和Q4、Q2)成180°互补导通，两个桥臂的导通角相差一个相位，即移相角，通过调节移相角的大小来调节输出电压。Q1和Q3分别超前于Q4和Q2一个相位，称Q1和Q3组成的桥臂为超前桥臂，Q4和Q2组成的桥臂为滞后桥臂。

在一个开关周期中，PS-ZVS-PWM全桥变换器有12种开关状态。假设： ①所有元器件均为理想器件； ②C1=C3=Clead，C2=C4=Clag；

2

③Lf》Lr/K，K是变压器原副边匝比, Lf为输出电感。

图4-33到图4-39给出了该变换器在不同开关状态下的等效电路。各开关状态的工作情况描述如下。

（1）开关模态0

在t0时刻，对应于图4-33。Q1和Q4导通。原边电流由电源正经Q1、变压器原边绕组、谐振电感Lr以及Q4，最后回到电源负。副边电流回路由副边绕组Ls1的正端，经整流管DR1、输出滤波电感Lf、输出滤波电容Cf与负载RL，回到Ls1的负端。

VINQ1D1C1Q2D2C2AQ3D3C3Q4BD4C4

Lr

iPLfTRLs1Ls2DR1CfDR2RL图4-33 开关模态0 (2) 开关模态1

[t0∽t1],对应于图4-34。在t0时刻关断Q1，原边电流从Q1中转移到C3和C1支路中，C1

充电，C3放电。由于C1的存在，Q1是零电压关断。在这个时段里，谐振电感Lr和滤波电感Lf是串联的，而且Lf很大，因此可以认为原边电流ip近似不变，类似于一个恒流源。

在t1时刻，C3的电压下降到零，Q3的反并二极管D3自然导通，从而结束开关模态1。

图4-34 开关模态1

（3）开关模态2

[t1∽t2],对应于图4-35。D3导通后，开通Q3。虽然这时候Q3被开通，但并没有电流流过，原边电流由D3流通。由于是在D3导通时开通Q3，所以Q3是零电压开通。Q3&Q1驱动信号之间的死区时间td(lead)>to1。在这段时间里，原边电流等于折算到原边的滤波电感电流。在t2时刻，原边电流下降到I2。

VINQ1D1C1Q2D2C2Q1D1C1Q2D2C2VINAQ3D3C3Q4BD4C4LrTRLfDR1Ls1Ls2iPCfDR2RLAQ3D3C3Q4BD4C4

Lr

TRLfDR1Ls1Ls2

iPCfDR2RL图4-35 开关模态2

（4）开关模态3

[t2∽t3],对应于图4-36。在t2时刻，关断Q4，原边电流ip由C2和C4两条路径提供，也就是说，原边电流ip用来抽走C2上的电荷，同时又给C4充电。由于C4的存在，Q4是零电压关断。此时，VAB=-VC4, VAB的极性自零变为负，变压器副边绕组电势下正上负，整流二极管DR2导通，副边绕组Ls2中开始流过电流。整流管DR1和DR2同时导通，将变压器副边绕组短接，这样变压器副边绕组电压为零，原边绕组电压也为零，VAB直接加在谐振电感Lr上。因此在这段时间里实际上谐振电感和C2 、C4在谐振工作。

LrVINQ3D3Q1D1C1Q2D2C2AC3Q4BD4C4

TRLfDR1Ls1Ls2

iPCfDR2RL图4-36 开关模态3

在t3时刻，当C4的电压上升到VIN，D2自然导通，结束这一开关模态。 （5）开关模态4

[t3∽t4],对应于图4-37。在t3时刻，D2自然导通，将Q2的电压箝位在零电位，此时就可以开通Q2，Q2是零电压开通。Q2&Q4驱动信号之间的死区时间td(lag)>t23，虽然此时Q2已开通，但Q2不流过电流，原边电流由D2流通。原边谐振电感的储能回馈给输入电源。由于副边两个整流管同时导通，因此变压器副边绕组电压为零，原边绕组电压也为零，这样电源电压VIN加在谐振电感两端，原边电流线性下降。

Q1 D1C1Q2D2 Q4 LrC2VINAQ3D3C3BD4C4 TRLs1LfDR1CfDR2RLLs2iP 图4-37 开关模态4

到t4时刻，原边电流从Ip（t3）下降到零，二极管D2和D3自然关断，Q2和Q3中将流过

电流。

（6）开关模态5

[t4∽t5]，对应于图4-38。在t4时刻，原边电流由正值过零，并且向负方向增加，此时Q2和Q3为原边电流提供通路。由于原边电流仍不足以提供负载电流，负载电流仍由两个整流管提供回路，因此原边绕组电压仍然为零，加在谐振电感两端的电压为电源电压VIN，原边电流反向增加。

到t5时刻，原边电流达到折算到原边负载电流-ILf(t5)/K值，该开关模态结束。此时，整流管DR1关断，DR2流过全部负载电流。

Q1D1C1Q2D2C2VINAQ3D3C3Q4BD4C4LrTRLfDR1Ls1Ls2iPCfDR2RL图4-38 开关模态5

（7）开关模态6

[t5∽t6]，对应于图4-39，在这段时间里，电源给负载供电。

在t6时刻，Q3关断，变换器开始另一半个周期的工作，其工作情况类似于上述的半个周期。

图4-39 开关模态6

2、UCC3895简介

图4-40 UCC3895引脚排列图

iPLrTRLs1Ls2Q1D1C1Q2D2C2VINAQ3D3C3Q4BD4C4LfDR1CfDR2RL

图4-41 UCC3895内部功能框图

UCC3895的各引脚功能(引脚排列见图4-40)

ADS：自适应延迟时间设置端。其功能是设置输出延迟死区时间的可编程最大与最小值之比。当ADS脚直接连接到CS脚时，没有延迟出现。当ADS接地时，有最大的延迟输出。在这种情况下，CS=0时的延迟时间是CS=2V（峰值电流门限电平）时的4倍，ADS按如下公式改变延迟脚DELAB和DELCD上的输出电压：

VDEL??0.75?(VCS?VADS)??0.5V式中VCS和VADS单位是伏特。ADS应限制在0∽2.5V之间，并且它必须小于或者等于CS。DELAB和DELCD引脚也将被箝位在最小值0.5V。

EAOUT：是误差放大器的输出端。它在IC内部与PWM比较器和空载比较器的同相输入端连接。EAOUT在内部被箝位到一个缓启动的电压。当EAOUT下降到低于500mV时，空载比较器关闭输出级，而当EAOUT上升到高于600mV时，它又让输出级再次开通。

CTCT：振荡器的定时电容器端。UCC3895的振荡器对CT充电，其充电电流可编程调节。

上的波形是一个锯齿波，它的峰值电压为2.35V 。振荡周期由下式近似计算：

5?RT?CT?120ns

48各变量的单位是，CT用法拉，RT 用欧姆，tosc用秒。CT的范围可从100∽880pF。请注意大的CT与小的RT组合将引起CT波形下降时间延长。该增加的下降时间将增大同步信号SYNC的脉宽，从而限制了OUTA、OUTB和OUTC、OUTD输出脉冲之间的最大相移，因此限制了变换器的最大占空比。

tosc?CS：电流传感端。它是电流测量比较器的反相输入端，又是过流比较器和ADS放大器的同相输入端。电流传感信号用于逐周电流限制（在峰值电流模式控制下），并用于所有情况下的过流保护，带有一个第二级阀值的输出封锁。过流故障时使输出禁止，同时也激活了一个称为“软停止”的周期，其过程十分平缓。

DELAB、DELCD：是互补输出之间的死区调节。其中DELAB调节OUTA与OUTB开关之间的死区时间，DELCD调节OUTC与OUTD之间的死区时间。这个功能使外部同相桥臂的互补输出之间引入死区时间。这个死区时间就是外部谐振开通或关断发生的时刻。对两个半桥电路提供各自的死区，以适应不同的谐振电容器的充电需要。每级的死区时间可按下式来设置：

(25?10?12)?RDELtDELAY??25ns VDEL式中，VDEL用伏特，RDEL用欧姆，tDELAY用纳秒。DELAB和DELCD的最大电流约1mA。选择延迟电阻器可限制电流不超过该最大值。当DELAB、DELCD同时或其中之一接基准电压REF时，会导致可调节的输出死区为零。为了优化性能，需使这两脚的杂散电容小于10pF。

EAP：误差放大器的同相输入端。 EAN：误差放大器的反相输入端。

GND：除了输出级之外，是IC所有电路的接地端。

OUTA、OUTB、OUTC、OUTD：这四个是具有100mA的互补MOS驱动的输出端，适用于FET的驱动。OUTA和OUTB是完全互补的（假定无可调延迟时）。它们工作在接近50%的占空比和一半的振荡频率。OUTA和OUTB用于驱动一个半桥电路。OUTC和OUTD将驱动另一个半桥电路。它们与OUTA和OUTB具有相同的特性。OUTC是相对于OUTA移相，而OUTD则是相对于OUTB移相。

PGND：IC输出级的接地端。为了抑制来自开关噪音对模拟电路的影响，UCC3895有两个不同的接地端。PGND是为大电流输出级设置的接地点。GND和PGND两者应在电路板上紧密联结在一起靠近IC。而且因PGND携带大电流，所以电路板的布线应是低阻抗的。

RAMP：是脉宽调制PWM比较器的反相输入端。该脚在平均电流模式控制下接收CT脚上电压波形，或者在峰值电流模式下接收电流信号（正的斜率补偿）。在振荡器的死区时间里，IC内部一只放电晶体管接通RAMP。

RT：振荡器的定时电阻器端。外部电容CT，是一个取决于RT大小的固定电流充电，从而使UCC3895的振荡器工作。RT中的电流按下式计算：

IRT?3.0VRT

式中，RT用欧姆，IRT用安培。RT范围为40∽120KΩ。软启动充电电流和放电电流由IRT调节。

SS/DISB：软启动或禁止端。该脚组合了这两个独立的功能。 ①禁止模式：芯片的快速关闭是由如下任一种方法来实现的：在外部迫使SS/DISB低于0.5V；在外部强迫VREF低于4V；VDD降到低于UVLO欠压锁定门限电平；或者检测到过流故障信号（CS=2.5V）。

在VREF被拉到低于4V或UVLO条件下，SS/DISB经内部一个MOSFET开关被有效地拉到地电平。如果检测到过流信号，SS/DISB将灌入一个10?IRT的电流，直到SS/DISB低于0.5V。

②软启动模式：在故障之后或禁止条件过去后，VDD高于启动门限电平，或者在软停止期间SS/DISB降到低于0.5V,SS/DISB将转变到软启动模式。该脚输出一个电流IRT。在SS/DISB脚由用户选择的一只电容器，确定了软启动的时间。另外，可用一只电阻器与电容器并联，以限制SS/DISB脚的最大电压。注意，在软启动、软停止和禁止条件下，SS/DISB将有效地箝位EAOUT脚电压，使之近似为SS/DISB脚的电压。

SYNC：振荡器的同步端。该脚是双向的。当用作输出脚时，SYNC能作时钟信号，它与芯片内部的时钟脉冲相同。当用作输入脚时，SYNC将使芯片内部的振荡器无效，并充当它的时钟信号。该双向特性允许多个电源同步。SYNC信号也将在IC内部使CT电容器放电，并

使接在RAMP脚的滤波电容器放电。

IC内部的SYNC电路是电平响应型的，它有一个1.9V的输入端低门限电平，并有一个2.1V的输入端高门限电平。一只小的3.9k电阻器可接在SYNC与GND之间，以缩小同步脉冲的宽度。

VDD：电源供电端。VDD应采用一只最小容量为1.0uF的旁路电容器接地，它具有低的等效串联电阻ESR和低的等效串联电感ESL。

REF：是5V±1.2%的电压参考基准。该基准电源向内部电路供电，也可向外部负载提供达5mA的电流。在欠压锁定期间基准电压关闭，而在所有其他失效状态时仍然工作。为使性能最佳，该脚对地应接一只0.1uF的低ESR和低ESL的旁路电容器。 3、HIP4081简介

图4-42 HIP4081引脚排列图

图4-43 HIP4081内部功能框图

HIP4081的各引脚功能(引脚排列见图4-42)

BHB：B路高端自举供电。要求外接自举二极管和自举电容。自举二极管的负极和自举电容的正极接这个引脚。由于引脚内部电荷泵提供30uA电流，以保持自举电压。内部电路将自举电压钳位到12.8V。

BHI：B路高端输入。控制B路BHO驱动的逻辑电平输入。BLI高电平输入时，可以禁止BHI的高电平输入，以防止半桥直通。DIS高电平输入时可禁止B路BHI 高电平输入，这个引脚能被0－15V（不高于VDD）信号驱动。接到VDD的上拉电流100uA，就能保持B路BHI

为高电平。

当低端输入控制时，不必将高端输出和低端输出连接。

DIS：禁止输入端。逻辑电平输入。当该端置高时，4路输出置低，并屏蔽所有其它输入端。当DIS为低时，各输出端受其他输入端控制。这个引脚能被0－15V（不高于VDD）信号驱动。接到VDD的上拉电流100uA，能使该端在浮空时保持高电平。

VSS：芯片负电源。一般接地。

BLI：B路低端输入。控制B路BLO驱动的逻辑电平输入。如果B路BHI是高或者外部没连接，B路BLI将控制B路BHO和B路BLO的驱动，并具有由HDEL和LDEL设定死区时间。DIS高电平输入将屏蔽B路BLI高电平输入，这个引脚能被0－15V（不高于VDD）信号驱动。如果这个脚没被驱动，接到VDD的上拉电流100uA，就能保持B路BHI为高电平。

ALI：A路低端输入。控制A路ALO驱动的逻辑电平输入。如果A路AHI是高或者外部没联接，BL1控制BHO和BLO的驱动，并具有由HDEL和LDEL 设定死区时间。DIS高电平输入将屏蔽ALI高电平输入，这个引脚能被0－15V（不高于VDD）信号驱动。如果这个脚没被驱动，接到VDD的上拉电流100uA，就能保持ALI为高电平。

AHI：A路高端输入。控制A路AHO驱动的逻辑电平输入。AL1高电平输入时，可以禁止AHI的高电平输入，以防止半桥直通。DIS高电平输入时，禁止A路AHI 高电平输入，这个引脚能被0－15V（不高于VDD）信号驱动。接到VDD的上拉电流100uA，就能保持A路AHI为高电平。当低端输入控制时，不必将高端输出和低端输出联接。

HDEL：高端开通延时。连接下拉电阻，设定两个高端驱动开通延时的延时电流。低端驱动关断时不带可调延时。保证了高端不会直通。HDEL的参考电压是 5.1V。

LDEL：低端开通延时。连接下拉电阻，设定两个低端驱动开通延时时间。高端驱动关断时不带可调延时。保证了低端不会直通。HDEL的参考电压是5.1V。

AHB：A路高端自举供电。要求外接自举二极管和自举电容。自举二极管的负极和自举电容的正极接这个引脚。由于引脚内部电荷泵提供30uA电流，以保持自举电压。内部电路将自举电压钳位到12.8V。

AHO：A路高端输出。接到A路高端功率MOS管的门极。

AHS：A路高端源极连接。接到A路高端功率MOS管的源极，将自举电容的负极接到这个脚。

ALO：A路低端输出。接到A路低端功率MOS管的门极。 ALS：A路低端源极连接。接到A路低端功率MOS管的源极。

VCC：门极驱动的供电电源的正极。必须和VDD相同。将两个自举二极管的阳极接到这个脚。

VDD：门极驱动的供电电源的正极。必须和VCC相同。这个脚和VSS之间应去耦。

BLS：B路高端源极连接。接到A路高端功率MOS管的源极，将自举电容的负极接到这个脚。

BLO：B路低端输出。接到A路低端功率MOS管的门极

BHS：B路低端源极连接。接到A路低端功率MOS管的源极, 将自举电容的负极接到这个脚。

BHO：B路高端输出。接到B路高端功率MOS管的门极。 4、稳压反馈电路简介

输出电压经电阻分压后通过一并联调压器TL431加以调整，再通过一光耦耦合至控制芯片UCC3895的电压误差比较器输入端，在这里，芯片内部的电压误差比较器接成射极跟随器的形式。放大器输出信号再跟锯齿波相比较产生相移控制PWM波，从而产生主电路所需的四路脉冲波控制信号来控制主电路开关管的开通与关断时刻，实现稳定输出电压的目的。D7、

D8、R23和D11组成稳压电路，给光耦提供电源。

四、实验内容

(1)控制电路的波形测试，UGS和UDS的波形测试。

(2)调节输入电压，观察控制电路的波形变化情况。 五、思考题

(1)PS-ZVS-PWM软开关的工作原理是什么？主要有几部分组成？ (2)PS-ZVS-PWM的控制方式有什么特点？ 六、实验方法

(1)控制电路的波形测试，UGS和UDS的波形测试。

①将开关K打在关状态，开启电源开关，用双踪示波器同时观察OUTA、OUTB、OUTC、OUTD的波形，并记录，注意波形的相位关系。

②将开关K打在开状态，用双踪示波器同时观察Q3和Q4的UGS和UDS信号和UAB的波形，并记录，观察UGS和UDS信号的波形是否满足零电压开通关断的时序条件？

(2)调节输入电压，观察控制电路的波形变化情况。

①调节输入电压，用万用表测量输出电压值。填入下表； Vin Vout 七、实验报告

(1)按实验方法的要求，分别绘出电路各测试点波形和数据表格，并分析之。 (2)总结PS-ZVS-PWM软开关的工作原理和结构。 八、注意事项

双踪示波器有两个探头，可同时观测两路信号，但这两探头的地线都与示波器的外壳相连，所以两个探头的地线不能同时接在同一电路的不同电位的两个点上，否则这两点会通过示波器外壳发生电气短路。为此，为了保证测量的顺利进行，可将其中一根探头的地线取下或外包绝缘，只使用其中一路的地线，这样从根本上解决了这个问题。当需要同时观察两个信号时，必须在被测电路上找到这两个信号的公共点，将探头的地线接于此处，探头各接至被测信号，只有这样才能在示波器上同时观察到两个信号，而不发生意外。

实验三 整流电路有源功率因数校正实验

一、实验目的

(1)熟悉有源功率因数校正电路的结构与工作原理。 (2)了解功率因数控制芯片的使用方法和工作原理。 二、实验所需挂件及附件 序号 1 2 3 4 5 6 7 型 号 DJK01 电源控制屏 DJK09 单相调压与可调负载 D34-4 单相智能功率、功率因数表 D42 三相可调电阻 DJK25 整流电路有源功率因数校正 双踪示波器 万用表 自备 自备 备 注 三、实验线路及原理 1、多数电子镇流器和开关电源一般都使用二极管不控桥式整流和大容量滤波电容器从交流电源获得直流电压，如图4-22所示。

图4-22 整流电路

当瞬时交流电压超过电容电压时，整流电路从交流电源获得功率，这种情况出现在交流电源电压峰值附近，并导致大的充电电流尖峰，见图 4-23。

2、功率因数PF（Power Factor）的定义是指：交流输入有功功率与输入视在功率的比值，其表达式为：

PF?P实P视?V*Icos?I1cos?P?R1???cos?

VRMS*IRMSVR*IRIR式中，VR是电网电压有效值，IR是电网电流有效值，I1是基波电流有效值，??I1IR是电网电流交流失真因数，cos?是基波电压和基波电流的相移因数。因此功率因数

PF又可定义为失真因数与相移因数的乘积。假设输入电流无谐波时??1或I1?IR，

故上式变为PF?cos?。

经传统开关电源整流滤波的输入电流有效值（其波形是指在输入电压峰值处才出现的窄脉冲），等于基波与各次谐波之和（各谐波平方和之平方根）。在输入电流中只有基波电流才做功，而其他各次谐波的平均功率为零不做功。

功率因数校正的基本原理，就是从电路上采取措施，使电源输入电流实现正弦波，并与输入电压保持同相。可以证明，功率因数与电流总谐波失真的关系为：

1??THD?①正弦化是使其它谐波为零，即I1?IR，则失真因数??I1IR?1； ②同相位是使??0?，即cos0??1，使相移因数cos??1。

2PF失真?1

综合这两种结果，就实现了功率因数为1的重要目标，即公式PF??cos??1。

图4-23 未校正功率因数时的输入电压、电流波形

3、实现或者基本实现功率因数校正的方法有多种，有源校正技术，特别是单相升压式高频有源功率因数校正电路，具有高的功率因数值。功率因数校正电路基本工作原理见图4-24。由储能电感L、高频大功率开关管S、单向二极管D和滤波电容C共同组成Boost(即升压式)变换器电路。其中开关管S受恒定高频脉宽调制（PWM）开关信号的控制。输入电压经R1、R2分压器采样和检测后加到乘法器输入端；输入电流经检测后也加到乘法器输入端；另外输出电压VB经R3、R4分压取样和检测后，又与参考电压比较后输出误差信号也加到乘法器。乘法器是功率因数控制器的关键环节。在较大的动态范围内，乘法器的传输曲线呈线性。当正弦波交流输入电压从零升至峰值电压时，乘法器输出电压控制电流取样比较器的门限电平，而比较器又受高频三角波信号调制，从而产生受控脉宽调制PWM信号脉冲，加到MOSFET栅极。

这样就能快速调节控制MOSFET主开关S的导通时间，使它及时跟随电网输入电压的变化，从而让PFC前置变换器的负载对于交流电网呈现电阻性。经各路反馈信号的控制，最终使流过电感L中的感性电流的峰值包络线总是紧密跟踪单向正弦波形的交流输入电压而变化，于是在电气设备开关电源的输入端，就可以得到一个与输入电压几乎完全同频同相的平滑正弦波电流，实现系统的高功率因数值。

4、整流电路有源功率因数校正主要有整流电路、升压变换器、控制电路三部分组成。图4-25是整流电路有源功率因数校正的原理图。由于整流电路、升压变换器在以前的实验项目中己经有详细的介绍，因此不再重复(可参考本章实验五的相关内容)。

图4-24 功率因数校正电路基本工作原理方框图

控制电路采用德州仪器公司生产的功率因数控制芯片UCC3817N和外围元器件组成。芯片UCC3817N的管脚排列如图4-26，内部框图如图4-27。

GNDPKLIMITCAOUTCAIMOUTIACVAOUTVFF12345678

161514131211109DRVOUTVCCCTSSRTVSENSEOVP/ENVREF图4-26 UCC3817N管脚排列图

图4-25 整流电路有源功率因数校正原理图

UCC3817N的管脚定义如下： (1) GND：地

(2) PKLMT：峰值电流限制端 (3) CAOUT：电流运放输出端 (4) CAI：电流运放反相输入端

(5) MOUT：乘法器的输出端和电流运放的反相输入端 (6) IAC：与输入电压瞬时值成比例的电流输入端 (7) VAOUT：电压放大器输出端 (8) VFF：前馈电压端

(9) VREF：参考电压输出端 (10)OVP/EN：过压保护/使能端

(11)VSENSE：电压放大器反相输入端 (12)RT：外接振荡电阻端 (13)SS：软启动端

(14)CT：外接振荡电容端 (15)VCC：正电源端

(16)DROUT：栅极驱动端

OVP/EN10VCC15

7.5VREFERENCE9VREF1.9VSS13-+ENABLEVAOUT7

0.33V-+ZERO POWERUVLO16V/10VVCC SE11VSEN7.5V-+VOLTAGEERROR AMPX8.0V+-OVPMULTXVFF8-+CURRENT AMP-+OSC PWMX2RQ16DROUTPWMLATCH1GND-CLK+2PKLMTMIRROR2:1IAC6MOUT54CAI3CLKSROSCILLATOR1214CTCAOUTRT 图4-27 UCC3817N的内部框图

四、实验内容

(1)无滤波电容的整流电路带纯阻性负载的测试。 (2)有滤波电容的整流电路带纯阻性负载的测试。 (3)整流电路有源功率因数校正的测试。

(4)控制电路的波形测试，栅极控制信号观察。 (5)整流电路有源功率因数校正电路的性能测试。 五、思考题

(1)整流电路有源功率因数校正电路的工作原理是什么？主要有几部分组成？ (2)升压变换器的输出电压与输入电压的关系是什么？

(3)当输入交流电压在一定范围内变化时，输出直流电压为什么保持不变？PWM信号又有何变化？

六、实验方法

(1)无滤波电容的整流电路带纯阻性负载的测试,实验连线如图4-28。

图4-28 实验连线图

①在不通电源的情况下，按图4-28所示连接实验线路； ②将单相自耦调压器的输出调到最小，“调速电源选择电源开关”置于“直流调速”侧； ③打开总电源开关，调节输入电压，用双踪示波器同时观察输入电压和输入电流的波形并记录（以测试电阻RT的左端为参考地）；

④调节输入电压，将测试数据填入下表

Ui(V) P(W) cos? U I 80 85 90 95 100 105 110 (2)有滤波电容的整流电路带纯阻性负载的测试，实验连线如图4-29。

图4-29 实验连线图

①在不通电源的情况下，按图4-29所示连接实验线路，接线完毕后检查实验接线，尤其是电解电容的极性是否接反；

②将单相自耦调压器的输出调到最小，“调速电源选择电源开关”置于“直流调速”侧； ③打开总电源开关，调节输入电压，用双踪示波器同时观察输入电压和输入电流的波形并记录（以测试电阻RT的左端为参考地）；

(3)整流电路有源功率因数校正的测试，整流电路之前的连线不变，整流电路之后的实验连线如图4-30。

①在不通电源的情况下，按图4-30所示连接实验线路，接线完毕后检查实验接线，尤其是电解电容的极性是否接反；

②将单相自耦调压器的输出调到最小，“调速电源选择电源开关”置于“直流调速”侧； ③打开总电源开关，调节输入电压，用双踪示波器同时观察输入电压和输入电流的波形并记录（以测试电阻RT的左端为参考地）；

图4-30 实验连线图

(4)控制电路的波形测试。

在上面的实验过程中，用双踪示波器观察“锯齿波”和“PWM波”并记录波形。用万用表测量控制电路的电源电压并记录之。

(5)整流电路有源功率因数校正电路的性能测试。

在上面的实验过程中，在电路允许的范围内，分别调节输入电压（输入电压为80V～130V）和负载(最大负载100W，200V，0.5A)，观察相关的波形并设计表格记录数据。

七、实验报告

(1)按实验方法的要求，分别绘出电路各测试点波形和数据表格，并分析之。 (2)总结整流电路有源功率因数校正电路的工作原理和结构。

八、注意事项

双踪示波器有两个探头，可同时观测两路信号，但这两探头的地线都与示波器的外壳相连，所以两个探头的地线不能同时接在同一电路的不同电位的两个点上，否则这两点会通过示波器外壳发生电气短路。为此，为了保证测量的顺利进行，可将其中一根探头的地线取下或外包绝缘，只使用其中一路的地线，这样从根本上解决了这个问题。当需要同时观察两个信号时，必须在被测电路上找到这两个信号的公共点，将探头的地线接于此处，探头各接至被测信号，只有这样才能在示波器上同时观察到两个信号，而不发生意外。

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