东南大学 - 光伏并网发电模拟装置 - 仲浩 - 图文

C2000参赛项目报告（命题组）

题 目： 基于TMS320F28027的光伏并网模拟装置

学 校： 东南大学

指导教师： 胡仁杰（教授）

参赛队成员名单（含个人教育简历）：

仲 浩、研究生、东南大学 刘千杰、研究生、东南大学 谢 倩、研究生、东南大学

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基于TMS320F28027的光伏并网模拟装置

仲浩 刘千杰 谢倩

（东南大学电气工程学院 邮编210096）

摘要：本系统由SPWM信号的产生、逆变回路及其控制、欠压过流保护、键盘和显示等部分组成。选择DSP TMS320F28027芯片产生SPWM信号；逆变器主回路是由功率场效应晶体管构成的全桥逆变电路，其控制部分采用基于DSP控制的最大功率跟踪和输出电流跟踪控制策略，使逆变输出电流与参考信号同频同相；并从软硬件两方面进行输入欠压、输出过流保护，增强系统的稳定性和可靠性。对系统的转换效率、畸变率等各项指标的测试结果表明，本光伏并网模拟装置是比较稳定可靠的。

关键词：光伏并网模拟装置、最大功率跟踪、频率相位跟踪、F28027

Rid-connected Pphotovoltaic Simulator based on TMS320F28027

Zhonghao，Liuqianjie，Xieqian

(School of Electric Engineering, Southeast University)

Abstract：

The system includes modules of generating SPWM signals, inverter circuit and its control tactic, undervoltage and overcurrent protection, keyboard and display. DSP TMS320F28027 is used to generate SPWM signals. The inverter composed of MOSFET is of full-bridge construction and the maximum power point tracking and current tracking strategy based on DSP is applied to the controller of it, making the frequency and phase of the export current the same as the reference signal. Protection is realized by means of hardware and software, which improves the stability and reliability of the entire system. The result of the tests including indexes such as conversion efficiency and aberration rate shows the stability and reliability of this grid-connected photovoltaic simulator.

Key words：grid-connected photovoltaic simulator; maximum power point tracking; frequency and phase tracking; F28027

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目录

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引言 .............................................................................................................................. 1 系统指标分析 .............................................................................................................. 1 系统方案 ...................................................................................................................... 2 3.1 总体方案 .............................................................................................................. 2 3.2正弦波信号产生方案 ........................................................................................... 2 3.3 MPPT跟踪原理及提高效率方案 ....................................................................... 3 3.4 频率和相位跟踪方案 .......................................................................................... 4 3.5 过流和欠压保护方案 .......................................................................................... 4 3.6 驱动及逆变主回路方案 ...................................................................................... 4 4 理论分析与计算 .......................................................................................................... 5

4.1 SPWM相关分析与参数计算 .............................................................................. 5 4.2 电压电流数据的分析与算法 .............................................................................. 6 4.3 MPPT算法分析 ................................................................................................... 7 4.4 频率相位跟踪分析与参数计算 .......................................................................... 8 4.5 滤波电路的分析与参数计算 .............................................................................. 9 4.6 FFT变换及THD计算 ...................................................................................... 10 5 系统硬件设计 ............................................................................................................ 12

5.1 逆变主电路及DSP最小系统 .......................................................................... 12 5.2 驱动及其保护电路 ............................................................................................ 13 5.3 频率和相位检测电路 ........................................................................................ 14 5.4 电源管理电路 .................................................................................................... 14 5.5 电压和电流相关检测电路 ................................................................................ 15 6 系统软件设计 ............................................................................................................ 16

6.1 软件总体方案 .................................................................................................... 16 6.2 SPWM产生程序 ................................................................................................ 16 6.3 MPPT程序 ......................................................................................................... 17 6.4 频率相位跟踪程序 ............................................................................................ 18 6.5 系统保护及自恢复程序 .................................................................................... 19 6.6 DIT-FFT变换程序 ............................................................................................. 19 7 系统关键技术及创新 ................................................................................................ 20 8 测试方案及结果分析 ................................................................................................ 21

8.1 测试方案及测试条件 ........................................................................................ 21 8.2 测试结果及其完整性 ........................................................................................ 21 8.3 测试结果分析 .................................................................................................... 23 结论 ................................................................................................................................... 24 参考文献 ........................................................................................................................... 25 附录 ................................................................................................................................... 26

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1 引言

本设计选择A题，根据题目要求需设计光伏并网模拟发电装置，可以对给定的光伏模拟电源实施最大功率跟踪，以达到高效传输电能的目的。还需对给定的正弦波进行实时的频率和相位跟踪。为了保护系统的稳定可靠运行，还应增加相应的保护功能。

随着当今能源的消耗日益剧增和传统能源的日趋减少，以及使用传统能源所带来的一系列相关问题逐渐增加，如环境污染、温室效应等诸多问题，对于开发新能源的需求越来越大[1]。当今各国都在致力于新能源的开发，如原子能、风能、太阳能等，在最近十年的发展中，太阳能得到了迅速发展。目前作为基础设施的电力行业正在努力利用太阳能，为电力的发展注入新的生机与活力。光伏并网发电已经成为时代的潮流和制约太阳能应用的关键技术[2]，本设计主要对光伏并网发电中的一些技术做了相关研究，并使用DSPF28027设计完成了光伏并网模拟装置。

本设计主要实现了模拟光伏电源由直流转换为单相交流电源的功能，具有最大功率点跟踪功能和频率相位跟踪功能，另外增加了相关的保护和显示功能。本模拟装置可以在一些高校和科研院所作为实验装置，以作相关参考。它还可以为进一步研究光伏并网提供一个良好的平台，对于研发光伏并网应用装置和产品有着重要的借鉴意义。

2 系统指标分析

本设计除了失真度（THD）未达到发挥部分要求之外，其它都达到了该题目要求的基本指标和发挥部分指标，并在此基础上进行了扩展。本设计不仅可以实现单相光伏并网模拟的要求，还可以在一定情况下实现装置的自检测。现将题目的要求指标（包括基本要求指标和发挥部分指标）和本设计所达到的各项指标在表2.1中进行比较。

表2.1 系统各项指标对照表 项目 项目 时间 MPPT 相对误差 时间 频率 相对误差 时间 相位 相对偏差（绝对值） 效率 失真度 无 ≥60% ≤5% Ud（th）=（25±0.5）V Io（th）=（1.5±0.2）A 无 ≤5° ≥80% ≤1% 有 ≤1.6° ≥90% ≤2% 25±0.1 V 1.5±0.2 A 有 ≤1% 无 ≤1% ≤1s ≤0.2% ≤1s ≤1% ≤1s ≤1% ≤1s ≤0.9% ≤1s 基本指标 ≤1s 发挥部分指标 ≤1s 本设计达到指标 ≤1s ? THD 输入电压 保护 输出电流 自恢复功能 1

其他 人机接口（键盘和液晶显示）；THD计算及其显示 注：表2.1中“本设计达到指标”一栏内均是在题目所要求的测试条件下，并充分考虑了实时性的情况下测得。

3 系统方案 3.1 总体方案

本光伏并网模拟装置的总体方案采用TI公司的TMS320F28027开发平台，采集输入端的电压和电流，运用合适的最大功率点跟踪（MPPT）算法，实现对功率的实时跟踪功能，满足设计要求。在控制逆变电路时，采集给定信号和输出反馈电压信号，实现对给定信号频率的跟踪。对于相位差则将给定信号与输出反馈信号做比较得到相位差，并且判断输出相位是超前还是滞后，从而给出较准确的控制策略。为了消除逆变器输出波形中的高次谐波，在其输出后增加了滤波电路。为了保证装置的安全性和可靠性，又设计了输入欠压保护和输出过流保护电路。另外，增加了键盘和LCD显示功能，使本装置的相关性能测试和操作更加人性化。其结构框图如图3.1。

模拟光伏电源逆变器滤波电路隔离变压器负载uo1输入电压电流检测电压检测输出电流检测IiUiLCD显示SCIA/DufioTZF28027EPWMXINT1XINT3XINT2信号调理驱动电路键盘正弦参考信号uref 图3.1 系统结构框图

此方案的优点是能够充分的利用DSPF28027的集成外设资源，并且其最大时钟频率为60MHz，能够满足算法对速度的要求。其集成的A/D为12位，精度较高。此外价格相对于F2407和F2812等产品较低，所以性价比较高，对于设计本并网模拟装置比较合适。并且F28027内部有着丰富的外设资源，具有TZ功能，使得在做SPWM的硬件和软件保护时更加方便，避免使用专用的具有硬件保护的MOSFET驱动芯片，合理利用了F28027的内部资源，提高了装置的资源利用率，降低了成本。

3.2正弦波信号产生方案

目前对于利用PWM产生正弦波，产生了多种高效可行的技术方法，如正弦波脉宽调制（SPWM）、消除指定次数谐波的PWM（SHEPWM）、电流滞环跟踪PWM（CHBPWM）等[3-5]，考虑到本装置是单相正弦逆变，所以采用SPWM或CHBPWM技术比较合适，但

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由于CHBPWM技术在实际应用中需要大量高效快速的运算，而SPWM则不需要，所以对于本设计而言，选用SPWM技术生成正弦波是比较合理的。

本文采用正弦脉宽调制(SPWM)作为逆变电路的控制策略。为便于软件实现和死区时间的生成，本系统采用的正弦脉宽单极性调制方式（原理图如图2.2所示）如下：图中uc表示载波，ur表示调制波。

图3.2 单极性SPWM调制原理图

在实现SPWM过程中，工程上常使用的方法为自然采样法和规则采样法，本设计中用到的F28027的EPWM模块中的TB可以实现增减计数，所以能完成对称PWM波形的输出，因此选用规则采样法（如图3.3所示）。而规则采样法通常又有两种。规则采样法Ⅰ：在三角波的正峰时刻tC对正弦信号波采样得C点，过C作水平直线和三角波分别交于A、B点，得脉宽为t2的PWM波。但是如果t2偏窄时会出现误差过大的现象。规则采样法Ⅱ：在三角波的负峰时刻tD对正弦信号波采样得D点，过D作水平直线和三角波分别交于A、B点，在A点时刻tA和B点时刻tB控制开关器件的通断。脉冲宽度t2和用自然采样法得到的脉冲宽度非常接近。综合上面的对比分析，选择规则采样法Ⅱ。

图3.3 规则采样法原理图

3.3 MPPT跟踪原理及提高效率方案

光伏发电逆变的主要性能之一是效率。传统的太阳能光伏发电并网装置多采用两级电路形式，前级DC-DC电路运行中存在多个能量变换过程，能量交换发生在电场能和磁

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场能的不同能量形式之间，储能元件电容器和电感器在多次变换时存在多个功率损耗，阻碍逆变效率的提高。如果剔除DC-DC变换电路，直接将光伏电池组件连接到逆变电路作正弦波调制输出，有利于提高逆变器的最大效率以及效率带技术指标，并可提高逆变器的可靠性和减小逆变器生产成本[5-7]。考虑到本模拟装置的一些要求，选用单级逆变电路拓扑结构，以简化电路的设计与控制。

在MPPT跟踪算法上，由于常见的扰动法（即爬山法）在最大功率点附近会不断摆动，在一定程度上增加了系统的能耗。经查阅相关文献及研究，使用了电导增量法，并针对本模拟装置的特殊性做了一些改进，具体算法将在MPPT算法分析中进行阐述。需要采集的变量主要是输入电压和电流。

3.4 频率和相位跟踪方案

在光伏并网过程中，频率和相位的跟踪是一个比较关键的技术环节[8]。在本设计中考虑到软硬件资源的合理高效配合，使用了F28027的两个外部中断资源，输出波形经信号调理后的波形如图3.4中的Uf所示，输入波形经调理后的波形如图3.4中Ure所示。在外部中断中使用上升沿触发方式，然后借助timer0对输入和输出波形的周期进行测定，即可准确计算出各波形的频率。至于超前滞后以及相位差的测定则在中断服务程序中通过将每次测定的时间值存入相应的变量中，两个相比较即可求出结果。

Uref Uf Delta

图3.4 待检测波形

3.5 过流和欠压保护方案

为了使系统运行稳定可靠，并根据相关设计要求，增加了过流和欠压保护。介于保护的速动性要求，在硬件上设计相关的保护电路，并通过软件算法的优化提高保护动作的准确性。

硬件上主要是将调理好的信号经过比较器LM393与相关的临界值进行比较，比较后的结果送至TZ，以控制SPWM的输出或禁止。软件主要通过采集输出电流和输入电压的值来计算输出电流的有效值和输入电压的平均值判断保护动作响应与否，对于采集数据的处理采用了一定的算法，具体见理论分析与计算中的相关阐述。

3.6 驱动及逆变主回路方案

对于系统的主回路而言，本装置模拟的是单相光伏并网，所以使用常规的单相全桥（H桥）电路即可，主要在于器件的选择和MOSFET触发端的电路设计上。在电路设计时对MOSFET的G极做了一定的硬件处理，使其能够快速关断，在软件设计上则为了防止出现直通现象，加了死区控制[9]。

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本装置为并网模拟装置，所以从功率角度划分，应属于小型电力电子装置，所以选用MOSFET作为逆变的开关器件比较合适。对于MOSFET的驱动，常用的方案主要有以下几个：

(1) 栅—源浮动电源驱动，每个MOSFET高压侧需要一个隔离电源，电平转换电路错综复

杂。

(2) 变压器隔离驱动，虽然简单便宜，但运用于宽占空比范围时，技术复杂，且在频率下

降时，变压器尺寸显著增加。

(3) 自举电路，简单便宜但具有与变压器隔离驱动相同的缺点，即占空比与开通时间都受

自举电容刷新的限制。

(4) 集成电路驱动，使电路省去了繁杂的独立元件，且功能齐全，有很好的驱动及控制性

能。

鉴于以上几种方案，考虑电路设计的简洁性和便于软件控制性，使用IR2110MOSFET驱动芯片。IR2110相对于相关的芯片而言，控制比较简便，所需的辅助电源少，性价比较高。F28027输出的PWM信号经过高速光电耦合器输出，这样既达到了保护F28027又增强系统的抗干扰能力。

4 理论分析与计算

4.1 SPWM相关分析与参数计算

由于本装置是要模拟并网的，所以频率波动范围比较小，一般在45-55Hz之间。因此在SPWM调制方式上可以选择同步调制，即载波比N（计算公式如公式（4.1）所示）为常数，变频时三角波的频率与正弦调制波的频率同步改变，因而输出电压半波内的矩形脉冲数是固定不变的。对于单相逆变的光伏并网系统，载波比N可以不为3的倍数。考虑到相位跟踪是通过调整产生SPWM信号正弦波离散值发生的时刻而实现的，为了使相位差控制在1度以内，每个周期所取的点数应该不少于180个（即N>=180）。但开关频率提高开关损耗就会上升，所以开关频率不能太高。综合以上两点，本设计取N=400。这样理论上可以实现的相位跟踪精度为0.45度（50HZ）。远小于指标中的5度。

N?fc/fr （4.1）

fc—载波频率；f—调制波频率

r单相逆变光伏系统主电路中含有4个MOSFET，因此需要4路控制信号来分别控制。有的设计方案中利用同一信号来控制同时导通的两个管子，这样实际上只需要2路控制信号。在试验中发现，这种方法会产生比较严重交越失真。其原因是同时导通的两个管子在同一信号的作用下不能同时导通（每个管子导通及关断时间长度不一样），特别是占空比比较小的时候更加明显。为了克服交越失真，要让每次同时导通的两个管子中的一个一直导通，另一个接受SPWM信号控制。这样只需要2路SPWM信号和2路频率较低的控制信号。2路SPWM信号是由EPWM1产生，2路控制信号由普通I/O口产生。程序中定义一个EPWM1中断次数统计全局变量EPwmTimerIntCount。此变量值代表SPWM信号正弦波离散点序号，因为每个周期都有400个点，所以当计数到400时，让其清零。在0和200时做相应操作来完成换向，并在换向时加上一段死区时间。每个离散点所对应的低电平时间可查询数组spwm[]得到。spwm[]中的数据可由式(4.2)得到。

spwm[n]?EPWM1_TIMER_TBPRD*(1?fabs(sin(PI*n/200)*m)) （4.2）

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其中EPWM1_TIMER_TBPRD为周期寄存器所对应的数值，m为调制比。每次周期及调制比m变化时，都需要重新计算spwm[n]。在每次匹配中断发生时，执行EPwmTimerIntCount++，且更新下一周期的占空比。为了产生对称的SPWM信号，EPWM1计数器配置为增减模。那么，此时的SPWM周期为：(EPWM1_TIMER_TBPRD*2*400)/60000000。例如要产生50HZ的正弦波，EPWM1_TIMER_TBPRD要为1500。由于需要时刻跟踪电网的频率及相位，EPWM1_TIMER_TBPRD的数值可由检测到的电网频率经简单的计算确定。相位的调整可通过操作变量EPwmTimerIntCount超前或滞后来完成。

4.2 电压电流数据的分析与算法

本设计需要实时检测输入电压、输入电流和输出电流的大小。F28027含有12位的A/D转换器，精度比较的高，分辨率为：3.3V/4096=0.8mV。由于开关器件等强干扰源的存在，A/D转换的数值会不停的变动。尽管在硬件上做了一些工作（加了许多滤波环节），A/D转换的数值仍在变动。虽然变动范围很小（在2mV以内），但也会影响一些算法的效果，需要在软件对数据处理。A/D转换是由EPWM触发的，所以每个SPWM周期，采400次数据。由于本设计滞后性比较的强，不需要快速的A/D转换结果，所以把400次的输入电流和输入电压的A/D转换结果平均处理，这样大大提高了A/D转换精度。利用精密电阻分压，把输入的大电压转换成基准电压范围内的小电压加以测量。最后通过函数关系准确的计算出输入电压的数值。为了能够得到函数关系，做了大量的实验，最后利用MATLAB做了相关数据处理，求出了输入电压值与测得的A/D转换数值之间的线性关系。如图4.1所示，其中绿色的直线是拟合得到的，而“*”则是实际的测量值。由图可以看出，求出的拟合值与实际值是非常接近的，完全满足本设计对电压测量精度的要求。通过MATLAB拟合求得A/D采集值与输入电压的函数关系：

Ui?0.021?Ui_signal?3.3797(V)其中

（4.3）

Ui_signal表示AD采集的值，而

Ui则表示是电压值。

图4.1 输入电压函数曲线

利用电流传感器ACS712把输入电流转化成相应的电压值，再通过DSP的A/D转换及函数关系算出电流大小。ACS712的电源电压不是双极性时，其基准值为电源电压的一半，本设计中ACS712电源电压为5V，所以基准值为2.5V。流入芯片的电流为正时，输出电压从2.5V往下减小，输入电压越大，输出电压减小的越多直到零为止。反之，输出电压从2.5V往上增加，增到5V为止。本设计把ACS712输出的电压放大3.3倍，使其有610mV/A的转化精度。输入电流是直流即单向的，为了提高系统的安全性，把输入电流正向接入，使电流升高时，电压下

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降。开关器件通断使输入电流有一定的波动，软件上也采用算术平均值法（上文介绍）。通过采集一组数据，用MATLAB拟合得到如图4.2所示，从图来看，真实值（“*”所表示的）分布在拟合曲线（绿色实线所表示的）附近，虽然有一定的偏差，但能满足本装置相关指标的要求。

其得到的计算公式为：

Ii??0.002?Ii_signal?4.5727(A) （4.4）

图4.2 输入电流函数曲线

输出电流是交流的正弦信号，所以不能对整个周期的数值取算术平均值来滤波。每10次A/D转换算一次平均值，也可以达到不错的效果，这样每周期采集40个不同的电流值，能够满足设计需求。通过一组实际测得直流电流值与AD采集得到的数据，使用MATLAB做了线性拟合，得到的图形如图4.3所示（“*”：实测的点；实线：拟合的曲线）和输出电流求解公式：

Io??0.0063?Io_signal?18.9618(A) （4.5）

图4.3 输出电流函数曲线

4.3 MPPT算法分析

目前有多种MPPT算法，如定电压跟踪法、扰动观察法、电导增量法、实时监控法等[10-13]。各种算法都有其优缺点，本设计在综合考虑了各方法的优缺点之后，采用电导增量法。电导增

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量法的特点是：控制精确、响应比较快，但步长和阀值的选择上存在一定的困难。但经过理论分析及多次试验后得出较理想的步长和阀值。下面先介绍下电导增量法相关理论公式：

Pmax?U?IdP/dU?I?UdI/dU??I/U式（4.6）为达到最大功率点的条件，当输出电导的变化量等于输出电导的负值时，光伏阵列工作在最大功率点。本设计通过判断dI/dU?I/U与零的关系来判断需要增加还是减小占空比来实现最大功率跟踪。大于零时，表明要提高电压值，可通过减小调制比m来实现。小于零时，表明要降低电压值，可通过增大调制比m来实现。因为m?（0,1），所以在控制m加减时要加限制条件以防止超出范围。为保证系统在最大功率处的稳定性，需要加一阀值，使dI/dU?I/U在一定范围内变化时，认为其等于零。系统工作在最大功率点且内阻为30欧姆时，有：I=1A，U=30V，I/U=0.033S。取I/U百分之十（即0.0033）为阀值，经过试验后发现取0.005较为理想。考虑到本设计中，在模拟光伏电池输出端加有4700uF的电容，系统不会有很高响应速度。负载等效电阻为30欧姆时，带有30V电压的电容放电到29.5V所需要时间为t=-ln（29.5/30）*RC=0.0236s,所以步长在20ms左右较为理想，400次AD转换的时间刚好20ms，所以在程序中设置成每400次AD转换执行一次MPPT算法。400次AD转换取算术平均，可得到非常精确的输入电压和输入电流值。通过实验得知，阀值为0.005，步长为20ms，可取得很好的控制效果。本设计为了优化系统响应，采用了增量式的数字PI控制技术，引入变量G_new, G_old来表示dI/dU?I/U的两次计算值。调制比m变化量?m与其关系式为：

dI?0 （4.6） dU?m?Kp?(G_new?G_old)?Ki?G_new （4.7）

采用T法整定并加以修正后，得到Kp=3，Ki=1.2。并采用抗积分饱和措施来消除控制器饱和这种状况。设定若?m大于0.1设定其为0.1，若?m小于-0.1设定其为-0.1。最终的实验结果表明此算法完全能够满足指标要求。

4.4 频率相位跟踪分析与参数计算

F28027只有一个输入捕捉器，而本设计需要两个。所以只能采用其他的方式来跟踪频率和相位。中断方式使用起来比较的简便，F28027有三个外部中断可供选择，且可以配置任一个I/O口为中断输入端。因此选用外部中断方式来检测电网模拟信号及逆变器输出电流信号的频率及相位。用外部中断方式，还需要有系统基准时间。在输出频率为45HZ，载波比为400时，每个EPWM的周期为55us。在此情况下相位调整（相位的调整通过操作变量EPwmTimerIntCount超前或滞后来完成），每次调整最少要调整55us（每次要调一整个EPWM周期），所以基准时间间隔小于55us对相位检测是无意义的。但基准时间间隔越小频率跟踪就越准确，所以基准时间间隔不能太小。综合以上两点，定时器0配置为10us的定时器，每10us执行一次CpuTimer0.InterruptCount++。全局变量CpuTimer0.InterruptCount便成为时间基准。这样频率误差在0.05%以内，具体方法如下。

首先通过频率相位检测电路将电网模拟信号、逆变器输出电流信号变成方波信号（如图所示），方波信号的上升沿触发中断，进入中断服务子程序。对于电网模拟信号，用变量In_time_new记录下此时的系统基准时间，下个周期的方波上升沿再次触发中断，用变量In_time_old记下In_time_new的值，In_time_new赋为此时的系统基准时间。对于逆变器输出电流信号，用变量Out_time_new记录下此时的系统基准时间，下个周期的方波上升沿再

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次触发中断，用变量Out_time_old记下Out_time_new的值，Out_time_new赋为此时的系统基准时间。则电网模拟信号的周期fin及逆变器输出电流信号频率fout有如下公式：

fout?100000.0/(Out_time_new?Out_time_old) （4.8） fin?100000.0/(In_time_new?In_time_old) （4.9）相位差可由Out_time_new和In_time_new相减得到，通过二者差值符号来判断超前

与滞后，通过差值的大小来判断相位差的大小，相位差的计算公式为：

???(Out_time_new?In_time_new)?360/(In_time_new?In_time_old) （4.10）

频率和相位差都测量出来以后就可以实现频率和相位的跟踪。本设计采取频率和相位分开校正策略，先校正频率，然后再调整相位。由于装置的滞后性很强，频率和相位的校正频率不能过高，而且每校正一次都需要等待一段时间来观察校正后的效果。外部中断响应时间，大概在22ms—45ms之间（因为频率变化范围为45HZ-55HZ），通过多次试验后发现每两次中断响应执行一次频率校正或相位校正较为理想。在频率校正条件满足时，判断输入频率和输出频率是否相等，不等则调整EPWM1_TIMER_TBPRD。直接把检测到的电网模拟信号频率转化为相应的数值赋给EPWM1_TIMER_TBPRD。经过换算后得到：

EPWM1_TIMER_TBPRD?30?fin （4.11）

由于EPWM输出频率十分准确，基本上一次调整就符合频率相等要求。在频率相等后，开始相位调整。如果abs（Out_time_new-In_time_new）比较的小（程序中设定小于等于5），可以做适当的微调，根据超前或滞后对变量EPwmTimerIntCount加1或减1。若比较大则根据相关公式直接调整变量EPwmTimerIntCount。滞后情况下，

Epwm?((Out_time_new?In_time_new)?400/Freq_in?Epwm)@0 （4.12）

在超前情况下，

Epwm?(400?(In_time_new?Out_time_new)?400/Freq_in?Epwm)@0（4.13）

其中Epwm为变量EPwmTimerIntCount；Freq_in为求得的输入频率的等效值；其他的参数与前面的同名参数意义一样。通过实验后发现，装置可以快速的实现频率和相位的调整，而不需用很复杂的算法。

4.5 滤波电路的分析与参数计算

滤波器采用LC结构电路进行滤波，为了保证滤波器的滤波效果，必须保证滤波器的转折频率远远大于基波频率，通常取滤波器的转折频率为基波频率5～10倍，开关频率也为转折频率的5～10倍[14-15]。确定了滤波器的转折频率之后，只要再确定电感或电容的大小就能确定滤波器的参数。

? 输出滤波电容的选取

本设计中输出交流电压的频率为fo为50Hz，逆变器的开关频率为20KHz，滤波器的转折频率一般取为(5～10)fo，输出滤波电容用来滤除输出电压uo的高次谐波。为了减少输出功率的无功分量，一般选取Icf≤0.2Iomax为宜，其中Iomax为满载时的输出电流。

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Iomax?2A （4.14）

因此滤波电容值应满足下式：

Cf?0.2Iomax2?foUo （4.15）

由上式计算可得，输出低通滤波器的电容值取小于90uF。 ? 输出滤波电感的选取

由上述分析的滤波器的转折频率为基波频率5～10倍，并在确定输出滤波电容的基础上，可以选择输出滤波电感Lf的值：

Lf?1(2?Nfo)2Cf （4.16）

其中，N代表转折频率的倍数，一般取5～10。这里取N=10，综合电感体积等因素，确定电感Lf值约为300uH。

经仿真和调试最终确定该输出低通滤波器的电容值为50uF，电感Lf值为330uH。

4.6 FFT变换及THD计算

傅里叶变换是一种将时间信号转变为频域信号的变换形式。在频域分析中，频谱分析是信号分析的重要内容，它反映了系统性能的好坏。有限长序列可以通过离散傅里叶变换(DFT)将其频域也离散化成有限长序列。但其计算量太大，很难实时地处理问题，因此引出了快速傅里叶变换(FFT)。快速傅里叶变换（FFT）是计算离散傅里叶变换（DFT）的快速算法。它利用傅里叶变换的周期性和对称性得到的一种算法，该算法有多种形式，但基本上可以分为两大类：按时间抽取（DIT）和按频率抽取（DIF）。这里简要说明一下按时间抽取算法的实现。

非周期连续时间信号x(t)的傅里叶变换可以表示为：

?X(?)????x(t)e?j?tdt （4.17）

假设经过采样得到了N点采样值{x(nT),n?0,1,...,n?1}，那么其频谱采样的谱间距为：

?0?2?/NT

可以推出式（1）的离散形式为：

X(k?0)??x(nT)en?0N?1?jk?0nT??x(nT)en?0N?1?j2?knN （4.18）

令WN??jN，省略符号?0和T，则上式可写为：

2? 10

knn?, （4.19） k?0,1,...X(k)??x(n)WNn?0N?1kn式（3）中，X(k)是时间序列x(n)的频谱；WN成为蝶形因子。对于N点时域采样值，

经过式（3）的计算，可以得到N个频谱条，这就是离散傅里叶变换（DFT）。又由于蝶形因子具有如下的周期性和对称性：

周期性：Wknk(N?n)(k?N)nN?WN?WN 对称性：W(kn?N/2)knN/2knN?WNWN??WN 先将序列x(n)按奇偶项分解为两组

??x(2r)?x1(r)?x(2r?1)?x r?0,1,?,N2(r)2?1 根据上述两个性质，将DFT运算按时间抽取得到：

N?1X(k)?DFT[x(n)]??x(n)WknN

n?0N?1N?1?)WknN＋x(n)WknN

n??x(n0n??0n为偶数n 为奇数N/2?1N/2?1＝?x(2r)W2rkN?N

r?0?x(2r?1)W(2r?1)kr?0N/2?1＝?x2rkkN/2?11(r)WN?WNr?0?x2(r)W2rkN r?0N/2?1＝?xrkN1(r)WN/2?WkNWN/2r?0?/2?1x2(r)rkr?0

?Xk1(k)?WNX2(k)

其中X1(k)、X2(k)分别是x1(n)、x2(n)的N/2点的DFT

N/2?1XrkN1(k)＝?x?/2?11(r)WN/2?x(2r)WrkN/2,0?k?N2?1 r?0r?0N/2?1N/2?1X?xrk2r?1)WrkN2(k)＝2(r)WN/2?r?0?x(N/2,0?k?r?02?1 至此，一个N点DFT被分解为两个N/2点的DFT。由此依次类推就得出：

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N点DFT可全部由下式确定出来：

k?N?X(k)?X1(k)?WNX2(k)k?0,1,?,?1 （4.20） ?k2??X(k?N/2)?X1(k)?WNX2(k)按时间抽取傅里叶变换（DIT-FFT），由于上式可以用一个专用的蝶形符号表示，所以也

称为蝶形运算。由于这种算法同DFT相比，大大减少了存储单元和运算次数，所以在实时性上存在着较大的优势，所以本设计使用DIT-FFT算法来实时分析信号的频谱和计算THD。

在具体的使用F28027进行DIT-FFT变换时，采用同步采样技术，每个周期采400个数据点。而由于FFT变换中的输入数据必须要求2的n次方个，在一些相关文献中主要采用两种方式达到要求。第一条途径是抛弃某些输入序列的样值，使得长度缩短为2的整数次方；第二种途径是在输入序列后面补0，使得序列的长度加长到的整数次方[16-18]。但考虑到数据的长度对FFT变换时间的影响及整个系统实时性的要求，选择第一种方法。将400削减为16个点，然后进行FFT变换，即每隔25个点取一个作为FFT的输入数据点。同时考虑在计算过程中可能因为数据的精度所带来的误差，采取平均化处理方法，每算出50个THD值进行算术平均，以提高计算结果的精确性。

波形失真度THD的基本计算公式为：

?UTHD?k?0k?1N2kU1 ?100% （4.21）

5 系统硬件设计

5.1 逆变主电路及DSP最小系统

图5.1 逆变主电路

如图5.1所示，本设计采用典型的H桥电路，由于本装置对电压的要求不高，所以选用的

MOSFET型号为IRF540。此款MOSFET通态电阻极低（正常工作时仅为0.047欧姆），可以

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在很大程度上降低功耗。在MOSFET的G极加了10欧姆的栅极电阻和快恢复二极管，一方面可以消除阻尼震荡，另一方面可以加快MOSFET的关断，以减小关断时间。为防止MOSFET过电压，加入了缓冲电路。此缓冲电路由二极管Di、电阻R和电容C6组成，可有效的防止MOSFET过电压。

在产生正弦波时，正半周期，图5.1中的V4一直导通，V2、V3一直关断，V1受SPWM信号控制；在负半周期，V3一直导通，V1、V4一直关断，V2受SPWM信号控制。

本设计采用了TI推荐的F28027这款DSP处理器及其最小系统板。DSP的40个引脚通过两排1.27mm的排针引出，我们只需要在电路板上添加接口电路即可。这使得我们可以把精力集中到其它硬件及算法的研究上。本设计所用到的DSP资源如下：EPWM1（GPIO0,GPIO1）,TIMER0，XINT(GPIO5,GPIO6,GPIO7,),Tz1（GPIO12）,Tz2（GPIO16）,I/O（GPIO17,GPIO34，GPIO19，GPIO2,GPIO18,GPIO32）,ADC（ADCINA1, ADCINA2, ADCINA4, ADCINA6）。GPIO1、 GPIO0、GPIO17、GPIO34、GPIO19用来控制MOSFET驱动电路。XINT1接输出波形调理电路；XINT2接输入波形调理电路；XINT3接键盘。ADCINA4接输入电压采集电路；ADCINA6接输入电流采集电路；ADCINA2接输出电流采集电路。TZ1接输出电流硬件保护输出端；TZ2接输入电压硬件保护输出端。GPIO2、GPIO18、GPIO32用来控制显示器。

5.2 驱动及其保护电路

图5.2 驱动及保护电路

考虑到电路的复杂程度，决定采用IR2110来驱动MOSFET（如图5.2所示）。为保证IR2110的稳定性，电路中大量的使用了耦合电容，并在PCB图中把电容放在芯片电源输入端附近。IR2110的一大特点是高压侧悬浮自举驱动，其优点是驱动电路电源不需隔离，缺点是对自举电容及自举二极管的要求比较严格。自举电容需采用稳定性较高的钽电容且大小要适当，自举二极管需采用快恢复型二极管。经过理论分析及计算后，决定采用0.47uf的钽电容和型号为IRF157的快恢复二极管。在试验中，发现电容及二极管的选择十分理想。IR2110的4个驱动信号和使能端均通过光耦与DSP相连，这极大的提高了系统安全及稳定性。

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5.3 频率和相位检测电路

在并网过程中，必须满足频率相等和相位相同才可以并网。因此需要实时检测这两个变量。在此，设计了如图5.3所示电路。使用比较器LM393把给定电网模拟信号和逆变输出的电流信号转换成方波。考虑到电平兼容及电磁兼容等问题，使用了高速光电耦合器6N137对信号隔离。经隔离后的信号可安全可靠的接入DSP的外部中断输入口。

图5.3 频率和相位差测量电路

如图5.3所示，交流的正弦信号经二极管组成的箝位电路后接入比较器LM393，这样就可以把正弦信号变成方波信号。DSP对方波信号检测处理后就可以得出交流正弦信号的频率及相位。此部分电路的一大优点是加入了二极管钳位电路，一方面提高了系统的安全性（电网电压过高时不至于使比较器的输入电压过高），另一方面提高了检测的准确性。

5.4 电源管理电路

图5.4 电源管理电路

为了保障系统的正常供电，以及对不同电源的要求，设计了能够比较稳定运行的电源管理模块。如图5.5所示，使用15V辅助电源，一方面为IR2110提供电源，另一方面通过LM2940转换为5V，为相关电路提供电源。F28027使用的是3.3V的，所以必须有3.3V电源。在设计时使用了LM1117-3.3芯片将5V电源转换成3.3V，从而为相关电路供电。另外，加了LED指示电源的工作状况。考虑到电路对抗干扰的要求，电路中所有不同性质的地均独立布线，最后在一点处用电感接在一起。

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5.5 电压和电流相关检测电路

图5.5 输入电压检测电路

输入电压经精密电阻分压后接入图5.6所示的电路。输入电压相对较高，在电路故障时，可能会有比较高的电压直接接入检测电路。为防止过高的电压击毁装置，在电压输入端加入电压跟随器。电压跟随器利用TLC082设计，性能十分优异。开关器件的动作会使输入电压有比较大的波动，因此电压跟随器输出的电压信号也会有波动。为得到比较稳定的电压信号，在电压跟随器后加入低通滤波器。为防止电压过高而击穿DSP，在电路中加入3.3V的稳压管。为了能够更快速的保护电路（欠压保护），本装置加入硬件的欠压保护电路。当输入电压较低时，比较器输出低电平，发光二极管工作，并在光耦输出侧输出低电平。此低电平信号接入DSP的TZ1可直接关断PWM信号。

图5.6 输出过流检测及保护电路

输入输出电流采用霍尔电流传感器ACS712检测，为提高霍尔传感器的电流/电压转换精度，采用了TI公司生产的高性能运放TLC082设计3.3倍的放大器，把传感器输出的电压放大3.3倍。图5.7中的低通滤波器及过流保护电路均与上文介绍的输入电压检测电路相同，在此不再赘述。

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6 系统软件设计 6.1 软件总体方案

软件上采用模块化的设计方案，以便于调用及纠错。我们设计的光伏并网发电模拟装置主要功能有：MPPT、正弦波逆变、过流欠压保护、频率相位跟踪、显示当前各参数值。那么在软件上就有相应的模块需要设计。由于光伏并网模拟装置滞后性很强，且各操作在时间上要求不严格，因此采用顺序执行的方案。具体的流程如图6.1。

开始系统初始化显示初始界面欠压过流保护MPPT频率相位跟踪显示

图6.1 主程序流程图

系统先初始化、然后显示开机界面，最后进入循环。在循环里主要完成电路保护、MPPT、频率相位跟踪以及人机接口的操作。

6.2 SPWM产生程序

SPWM产生程序包括几个小的子程序，有频率跟踪中更新载波频率的部分以及相位跟踪中更新SPWM相位的部分，而其中最主要的就是在EPWM1中断中更新SPWM占空比的程序。下面主要说明一下占空比的更新程序。

如图6.2所示，进入EPWM1中断之后，首先判断是否已经完成一个周期的SPWM输出，即EpwmTB是否大于等于400，是则表示已经完成一个周期的SPWM输出，此时需要将EpwmTB重新置0，开始下一周期的输出。若不满足则进入死区判断。本设计中载波比N=400，所以EpwmTB=199或399时正好为换相点，防止直通，必须加入一段死区时间。若满足条件就进入死区控制，不满足则更新占空比。进入占空比更新部分后首先应先判断是要更新正弦波的正半周对应的SPWM还是负半周对应的部分，因为正负半周所对应的占空比正好是对应相等的。完成更新之后清除中断标志返回就可以了。

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EPWM中断EpwmTB>=400YEpwmTB=0NEPwmTB=199or399?Y死区控制NEPwmTB<199YN正半周SPWM输出负半周SPWM输出中断返回图6.2 占空比更新流程图

6.3 MPPT程序

开始P(k)=U(k)*I(k)YI(k)+U(k)*(I(k)-I(k-1))/(U(k)-U(k-1))=0？NI(k)+U(k)*(I(k)-I(k-Y1))/(U(k)-U(k-1))<0？NM(调制度)+REPM(调制度)-REP结束 图6.3 MPPT程序流程图

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如上图6.3所示为MPPT程序，先从ADC中断中取出电压电流值，然后求出本次的功率值，然后判断。因为本设计使用的是电导增量法，所以应判断电导，即功率对电压的导数。因为实离散的，所以在求电导的公式应为：

dP/dU?I(k)?U(k)?(I(k)?I(k?1))/(U(k)?U(k?1)) （5.1）

通过判断电导与0 的关系即可作出相应的控制，当大于0时说明功率点在最大功率点（MPP）处的左侧，需增加电压幅值，而小于0时则说明在MPP处的右侧，说明须减小电压幅值，对于电压幅值的调节，在单级逆变拓扑电路结构中，就是调节调制度M。

6.4 频率相位跟踪程序

开始flag_in=0NFreq_in_old=Freq_in_new?&&flag_in=1？abs(Out_time_new-In_time_new)>0?&&flag_in=1?&&flag_out=1?NY更新TBPRD值YOut_time_new-In_time_new>0?更新SPWM中各占空比Y滞后处理N超前处理结束图6.4 频率相位跟踪流程图

频率相位的跟踪程序是实现并网的关键。在软件设计时，一些文献给了比较详细的解决方案[19-20]，这里在借鉴相关方案的基础上针对本装置做了一些改进，按先实现同频再实现同步的思想去设计的。如图6.4所示，首先判断输入频率是否发生改变，如果改变则要改变对应的输出频率，即调节载波频率，也即改变TBPRD的值，其相应的计算公式已经在理论分析中给出，这里不再赘述。在同频实现后再去判断是否同步。在同步过程中，先判断是超前还是滞后，然后给出相应的控制策略（可参考理论分析中给出的相关公式）。在模拟电网频率为50HZ时，平均80ms执行一次相位及频率校正。

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6.5 系统保护及自恢复程序

开始NIo>Ith?Y禁止SPWMNUo

图6.5 系统保护流程图

本装置不仅设计了硬件保护，即通过电路触发TZ，DSP自动停止输出SPWM控制信号，还设计了相应的软件保护，图6.5既是系统的软件保护的流程图。首先判断是否过压或过流，当确认之后再逐个判断。考虑到过流对装置的危害比较大，先判断是否过流，然后再判断是否欠压。当确认出现欠压情况时就关闭逆变器，此时系统不工作。电流Io为输出电流的有效值，通过实时计算得到。

6.6 DIT-FFT变换程序

在系统运行的稳定性和实时性得到保证的前提下，增加了THD计算功能。如图6.6所示为此功能的程序流程图。

首先是确定序列长度，即2的M次方个点。在进行FFT变换之前，要进行变址运算，即将输入的数据变成倒位序，这样才能在最后的输出中顺序输出。变址运算采用的是雷德（Rader）算法。DIT-FFT变换的关键是接下来的三层循环。最里的一层循环完成相同WNp的蝶形运算；中间的一层循环完成因子WNp的变化；而最外的一层循环则是完成M次迭代过程。

在完成DIT-FFT运算之后，就是求解THD值。计算THD的公式是（4.21）。程序的编写主要是依据此公式编写的。必须注意的是，DIT-FFT计算出的频谱是对称的，所以在求解THD时，只需要一般的频谱数据就可以了。

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开始Nj(初值为0)

图6.6 DIT-FFT及THD求解流程图

7 系统关键技术及创新

本设计的关键是合理的利用TI公司生产的优秀DSP的内部资源，来实现SPWM信号的调制，输入捕捉及A/D转换等功能。在硬件和软件上消除交越失真等现象。通过理论分析和实验确定MPPT及频率相位跟踪相关程序的一些参数。在硬件和软件上尽可能的实现效率的最大化、输出波形THD的最小化和系统的安全稳定。

在设计光伏并网发电模拟装置时，充分考虑各种实际情况，对传统的硬件及软件加以改进，使其更加适合本设计。本设计不管是在硬件还是在软件上都有些创新点。 在硬件上主要有：

(1) 采用新型的电流传感器来取代传统的取样电阻测量电流的方法，使得电流的测量更加准确。

(2) 采用DSP提供的TZ快速硬件保护功能，使系统能够简洁快速的实现过流、欠压保护。 (3) 每个MOSFET反并联一个快恢复二极管，减小关断时间，降低MOSFET开关损耗。 (4) 采用TI的高性能运放TLC082，使得电路更加简洁，系统相关量的测量更加准确。 软件上主要有：

(1) 采用DSP内部的PWM功能实现SPWM信号的调制，并合理的添加了死区，通过软件

方式消除交越失真。

(2) 结合电导增量法和PI算法实现高效的MPPT功能。 (3) 单按键及菜单式软件设计方案。

(4) 利用外部中断和DSP定时器0实现频率和相位跟踪，并不断校正。 (5) 实现频率及相位的实时计算并显示。

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(6) 对电压电流测量数据软件滤波，计算直流及交流电流并显示。

8 测试方案及结果分析 8.1 测试方案及测试条件

(1) 测试仪器：

正弦波发生器（F05A）、直流稳压电源（DF1731SD2A）、数字万用表（DT9802）、数字示波器（DS1022C）

(2) 测试方案：

? 最大功率点跟踪（MPPT）的测试：在DC-AC的输入端和电压输入端接入数字万用表，改

变负载电阻，记录万用表的数据，计算出是否满足MPPT。

? 频率跟踪和相位跟踪的测试：双踪示波器的两个通道分别接参考信号和输出信号，对参考

信号调节(45Hz~55Hz)，利用数字示波器读出各个频率点的输出频率，与输入频率比较。相位则是用光标测得。接非线性负载时频率相位满足要求。 ? DC-AC变换器效率和失真度（THD）的测试：这一测试环节需要两个万用表和双踪示波器，

用万用表测得Id和Io1及Ud和Uo1，计算变换效率。失真度THD通过示波器FFT功能，得到输出波形的频谱分析图，然后利用光标测量出各次谐波分量的幅值，从而算出THD。 ? 欠压和过流保护测试：先粗调电源到保护附近位置，然后加使用万用表和电源上的表盘，

示波器检测输出波形，当输出无波形时记录相关电压或电流数据。

8.2 测试结果及其完整性

测试结果如表8.1-8.5所示，主要列出了最大功率跟踪、频率和相位跟踪、效率及保护的测量数据。其中最大功率点跟踪时，通过观察发现实时性比较好，符合设计的要求。

表8.1 最大功率点跟踪数据（绝对值） 序号 1 2 3 4 表8.2 频率和相位跟踪数据（fin：45Hz~55Hz）

序号 1 2 3 fin /Hz 45 50 55 投切电容 无 有 无 有 无 有 fout /Hz 45.05 45.05 50.00 50.00 54.95 54.95 |频率相对偏差|/% 0.11 0.11 0.00 0.00 0.09 0.09 相位差 （时间/ us） 80 80 80 40 80 80 |相位偏差|/度（°） 1.30 1.30 1.44 0.72 1.58 1.58 Rs/Ω 30 30 36 36 RL/Ω 30 36 36 30 Us/V 59.9 59.9 59.9 59.9 Ud/V 29.8 29.8 29.7 29.8 |相对偏差|/% 0.50 0.50 0.83 0.50 对频率相位跟踪功能测试时，频率主要是通过示波器频率测量功能测得，相位则是用光标测得两信号相位差，然后通过公式求得。最后计算得到的数据如表8.2所示，波形图则如图8.1所示，图中黄色的表示输出波形，而青蓝色的则表示输入给定的正弦波。对于频率相位跟踪的

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实时性，调整信号发生器使其输出频率在45-55Hz变化，观察示波器上两波形变化情况，频率与相位跟踪速度很快，远小于设计所要求的1秒。

图8.1 频率相位跟踪波形图

在测量效率时，考虑了各种影响效率的因素，这里主要考虑了Rs和RL的变化，其它都是在输入频率为50Hz和电源电压为60V的情况下测量得到的，具体数据见表8.3。

表8.3 效率测试数据

?/% Ud /V Id /A Uo1/V Io1/A 序号 条件 1 2 3 4 Rs=30,RL=30 Rs=30,RL=36 Rs=36,RL=36 Rs=36,RL=30 29.8 29.8 30.0 30.0 0.99 1.00 0.83 0.83 14.2 15.3 14.0 13.1 1.94 1.80 1.64 1.77 93.37 92.42 92.21 93.12 表8.4 欠压和过流保护动作数据

Ud（th /V 故障点 25.1 恢复点 24.8 故障点 1.52 Io（th） /A 恢复点 1.38

图8.2 输出电压波形

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图8.3 示波器FFT显示

对于输出波形失真度（THD）的测定，主要使用示波器中的FFT功能，得到FFT频谱图（如图8.3所示），利用光标测得各次谐波分量（见表8.5），最后求出THD=1.83%，小于5%，符合基本要求，但未能满足发挥部分要求。

表8.5 各次谐波分量数据 基波分量/ V 14.4 直流分量/ mV 72 3次谐波分量/ mV 192 5、7、9次 谐波分量/ mV 96 失真度（THD）/ % 1.83 8.3 测试结果分析

由表8.1可知，最大功率点跟踪时，电压Ud的相对误差绝对值都在1%以下，并且大部分数据都在0.5%以下，不仅符合设计的要求，而且精确度比设计要求的要好很多。对于频率和相位跟踪，频率相对误差很小，符合设计要求，并且大都在0.5%以下。而相位误差的绝对值则保持在1-3度之间，也符合设计要求。在MPPT以及频率相位跟踪的实时性方面，通过观察，符合设计所要求的小于1秒。

在欠压和过流保护方面，系统也具有较强的灵敏性。欠压保护的动作电压在（25±0.05）V，而过流保护的动作电流在（1.5±0.1）A，比题目要求的动作范围少了0.1A。输出波形失真度THD也接近设计的要求，但系统的抗干扰能力有待提高，这也是THD没有达到发挥要求的主要原因。

在测试装置的效率时，由于使用的是普通数字万用表（DT9802），精确度不高，所以测量时难免出现较大的偏差。还有功率是在变压器的输入侧测得的，由于波形存在一定的突变以及储能元件的存在，所以所测得的输出功率并非真正的有功功率，因此在变压器输出端测得有功功率可能要小一些。在测试过程中MOSFET及滤波电感基本上没有发热现象，这也是效率较高的一种体现。而波形失真度（THD）未能达到发挥指标。一方面在于使用单极性SPWM时虽然损耗较小，但也在过零点时存在震荡，使其无法做到过零点的平滑过渡，波形还是有些畸变。同时由于设计中所设计的电感是自己手工绕制的，以及装置中其他信号可能的干扰造成的。

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结论

根据具体的方案设计以及测量结果，该设计在效率、最大功率点跟踪、频率和相位跟踪、欠压和过流保护以及波形失真度方面都达到了基本和发挥部分的指标。

(1) 基本部分中，RS和RL在给定范围内变化时，最大功率点跟踪都能使Ud的相对偏差的

绝对值小于1%；输入欠压保护的动作电压在要求的（25±0.5）V范围内；输出过流保护的动作电流在（1.5±0.1）A，比设计要求更灵敏。

(2) 发挥部分中，效率大大高于发挥部分的要求；频率相对偏差绝对值比题目要求的1%

要低；具有相位跟踪功能，无论负载加非线性负载与否，相位差都能稳定在1-3度左右，低于设计要求的5度；通过数据分析计算发现波形失真度也接近于1%，符合设计要求。

(3) 本装置增加了一些附加功能，如键盘和显示功能，使得系统更具可操作性，更具人性

化。同时在算法和硬件上配合的比较紧凑，使得系统运行更加高效。

(4) 本装置动作迅速，最大功率点跟踪以及频率和相位跟踪，均满足设计所要求的小于1

秒。

(5) 本设计的波形失真度（THD）虽然能够达到基本部分的要求，但仍不理想，还有待在

软硬件方面加以改进。

24

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附录

附录A 系统实物图

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附录B 测试现场图

附录C 液晶主要显示界面

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本文来源：https://www.bwwdw.com/article/gt7o.html