基于单片机的高频链逆变器的设计 - 图文

毕业设计（论文）

BACHELOR DISSERTATIO

论文题目： 基于单片机的逆变器的设计 学位类别： 工 学 学 士

年级专业（班级）： 09自动化(1)班 作者姓名： 导师姓名： 完成时间： 2013年5月21日

基于单片机的逆变器的设计

中 文 摘 要

电力系统变电站和调度所的继电保护和综合自动化管理设备有的是单相交流供电的，其中有一部分是不能长时间停电的。普通UPS设备因受内置蓄电池容量的限制，供电时间比较有限，而直流操作电源所带的蓄电池容量一般都比较大，所以需要一套逆变电源将直流电逆变成单相交流电。随着电力电子技术的飞速发展，正弦波输出变压变频电源已被广泛应用在各个领域中，与此同时对变压变频电源的输出电压波形质量也提出了越来越高的要求。对逆变器输出波形质量的要求主要包括两个方面：一是稳态精度高；二是动态性能好。因此，研究开发既简单又具有优良动、静态性能的逆变器控制策略，已成为电力电子领域的研究热点之一。应用模拟电路控制逆变电源的技术已经发展多年，但是它仍存在着诸如电路结构复杂、抗干扰能力弱和调试困难等缺点。随着高性能微处理器的出现，使得逆变电源的数字化控制成为现实。数字控制技术能够简化电路，克服温漂，是逆变电源的发展趋势。本文顺应这种趋势设计了一台基于单片机控制的高频链正弦波逆变电源。文章首先阐述了逆变技术的研究背景和发展历程，同时着重介绍了逆变器数字控制技术的应用前景，提出了本课题的主要研究内容；其次，介绍了逆变系统方案选择与设计部分，分析与比较了几种具有代表性的逆变器系统结构及其控制策略的优缺点；最后，对逆变电源各个关键工作点的波形以及在不同负载情况下的最终输出波形进行测试分析。实验结果表明，本电源基本达到了设计指标的要求。

关键词：高频链逆变电源；高频变压器；SPWM；反馈控制；单片机

Design of sinusoidal Inverter Power Supply Based on

Microcontroller

ABSTRACT

With the continuing development of electronic technology, inverter power supplies are widely used. Analog Control Inverter technology has been developed for many years, but there are also some shortcomings, such as circuit complexity, weak anti-interference ability and so on. With the emergence of high-performance microprocessors, making the digital control of inverter become a reality. Digital control technology can simplify the circuit and overcome temperature drift. It is the development trend of power inverter. Response to this trend, in this thesis we designed a microcontroller-based chain of high frequency sine wave inverter.

The emergence and development of link invert technology is introduced in this paper first. While highlighting the application prospect of digital control technology in inverter, presented the main contents of this thesis. Analysis and compare the advantages and disadvantages of several representative inverter system structure and control strategy in the electrical way design part. We choose single-pole SPWM control unidirectional high-frequency link inverter which is easy to realize. Then the electrical way of whole system is determined. The principle of push-pull circuit structure is analysised in the design part of DC-DC push-pull step-up. Then calculate the parameters of MOSFET, rectifier diode and output filter to select the appropriate devices. Design the isolated voltage feedback circuit based on TLP250.In the high frequency transformer design part, through formula calculated we can derivate the maximum power capacity of the core, first-class turns ratio and winding specifications. In the part of DC-AC, including hardware design and software design. In the hardware design, we described the principle of full-bridge DC-AC inverter topology and design RCD Uptake buffer circuit, after class output filter, over-current protection circuit and voltage sample conditioning circuit. In part of software design, ATmega128 microcontroller is used to implement the control function in the inverter power supply so digital control both of the generation of SPWM signal and negative feedback control is realized.

KEY WORD: MCU; Inverter; TDS2285; Negative feedback control; SPWM

目录

第一章 前言 ..................................................................................................................................... 1

1.1概述 ..................................................................................................................................... 1 1.2逆变技术的发展方向 ......................................................................................................... 2

1.2.1半导体功率器件的发展 .......................................................................................... 2 1.2.2提高逆变器的效率 .................................................................................................. 2 1.2.3提高逆变器的工作可靠性和EMC性能 ............................................................... 3 1.3数字控制逆变器的研究现状 ............................................................................................. 3 1.4本文的主要研究内容 ......................................................................................................... 3 第二章 逆变系统方案的选择及设计 ............................................................................................. 4

2.1现有逆变方案对比 ............................................................................................................. 4

2.1.1低频链逆变系统 ...................................................................................................... 4 2.1.2高频链逆变器 .......................................................................................................... 5 2.2单向电压源高频链逆变器实现方案 ................................................................................. 6

2.2.1 DC-DC变换器 ........................................................................................................ 7 2.2.2 DC-AC逆变器 ........................................................................................................ 9 2.3逆变系统控制策略 ........................................................................................................... 10

2.3.1 SPWM波的实现方法 ........................................................................................... 10 2.3.2 SPWM的控制方式 ............................................................................................... 11 2.4本章小结 ........................................................................................................................... 12 第三章 逆变器前级DC/DC推挽升压 ......................................................................................... 13

3.1推挽电路结构原理分析 ................................................................................................... 13 3.2 DC-DC推挽主电路参数的计算 ..................................................................................... 14

3.2.1功率开关管的选择 ................................................................................................ 14 3.2.2整流二极管的选取 ................................................................................................ 15 3.2.3前级输出滤波器的设计 ........................................................................................ 15 3.3前级DC-DC控制电路设计 ............................................................................................ 15

3.3.1 ATmega128L功能简介 ......................................................................................... 15 3.3.2 基于ATmega128L单片机的PWM波的生成 ................................................... 16 3.4高频变压器的设计 ........................................................................................................... 18

3.4.1磁芯几何尺寸的确定 ............................................................................................ 18 3.4.2变压器线圈匝数的计算 ........................................................................................ 20 3.5本章小结 ........................................................................................................................... 21 第四章 逆变器后级DC/AC单相全桥逆变 ................................................................................. 22

4.1 DC-AC主电路结构分析 ................................................................................................. 22 4.2 DC-AC电路参数计算 ..................................................................................................... 24

4.2.1开关频率的选择 .................................................................................................... 24 4.2.2逆变电路功率开关管的选用 ................................................................................ 24 4.2.3吸收缓冲电路的设计 ............................................................................................ 25 4.2.4后级输出滤波器的设计 ........................................................................................ 26 4.3 SWPM波生成及驱动电路的设计 .................................................................................. 28

4.3.1 SWPM波的生成 ................................................................................................... 28 4.3.2驱动电路的设计 .................................................................................................... 29

4.3.3死区时间电路的设计 ............................................................................................ 31 4.4辅助电路设计 ................................................................................................................... 31

4.4.1后级过流保护电路 ................................................................................................ 31 4.4.2电压采集调理电路 ................................................................................................ 32 4.4.3辅助电源电路 ........................................................................................................ 32 4.5本章小结 ........................................................................................................................... 33 第五章 实验结果分析 ................................................................................................................... 34

5.1前级DC-DC驱动波形分析 ............................................................................................ 34 5.2后级DC-AC驱动波形分析 ............................................................................................ 34 5.3系统输出电压及效率 ....................................................................................................... 35 5.4硬件电路外观 ................................................................................................................... 37 5.5本章小结 ........................................................................................................................... 39 第六章 结论 ................................................................................................................................... 40 参考文献......................................................................................................................................... 41 附 录 ............................................................................................................................................ 42

原理图..................................................................................................................................... 42 部分程序 ................................................................................................................................. 43 致 谢 ............................................................................................................................................ 51

第一章 前言

1.1概述

电能变换的类型有四种：DC-DC变换器，它是将一种直流电能变换为另一种直流电能的变换器；DC-AC变换器，它是将直流电能变换为交流电能的变换器，这种交流装置称为逆变器；AC-DC变换器，它是将交流电能变换为直流电能的变换器；AC-AC变换器，它是将一种交流电能变换为另一种交流电能的变流器[1]。

在逆变器未出现以前，DC-AC变换时通过直流电动机-交流发电机组来实现的，这种组合称为旋转变流机。随着电力电子技术的高速发展，大功率开关器件和集成控制电路的研发成功，利用半导体技术就可以完成DC-AC变换，这种变换装置称为静止变流器，通常所说的逆变器均指静止逆变器。静止逆变器与旋转变流机相比较，其电气性能优良、高效节能、可靠性高、重量轻和体积小。近来，燃料电池的发展方兴未艾，超大功率DC-AC变换器必将取代旋转变流机。

现代逆变技术是一门集半导体器件技术、模拟电子技术和数字控制技术与一身的一门实用技术，基于这一门技术所设计的逆变电源可依照不同的标准可以分成许多种类。逆变电源的发展和电力电子器件尤其是功率开关器件的发展是密不可分的，器件的发展推动着逆变电源技术的发展。逆变电源出现于上个世纪六十年代，它的发展可以分为三个阶段：

第一代逆变电源的开关器件采用的是晶闸管（SCR）。它代替了变流机组，减小了逆变电源的体积，但是SCR缺乏自关断能力的缺点严重的阻碍了逆变电源的发展[2]。

第二代逆变电源是采用自关断器件作为逆变器的开关器件，从二十世纪七十年代起，功率器件技术得到了突破，自关断器件问世，而采用自关断器件作为开关管的逆变器性能相比于第一代有了很大的提高。由于开关器件可以自行关断，因此省去了复杂的换流电路，既减小了成本又提高了效率。此外，在控制上，通常是采用单一的输出电压有效值或者平均值反馈的SPWM控制技术。

第三代逆变电源采用实时反馈控制技术，它是针对第二代逆变电源对非线性负载适应性不强及动态特性不好而提出来的控制技术。实时反馈控制技术是近年来的研究热点，它是新型的电源控制技术，目前仍然在不断地完善和发展中，实时反馈控制技术种类很多，常用的几种主要有：PID控制；重复控制；谐波补偿控制；无差拍控制；单一的电压瞬时值反馈控制；带电流内环的电压瞬时值反馈控制。在这

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个时期，各种小型化和高性能的新逆变技术层出不穷，特别是脉宽调制SPWM波形改善技术得到了飞速发展[4]。

1.2逆变技术的发展方向

1.2.1半导体功率器件的发展

半导体功率器件的发展推动着现代逆变技术的发展，功率器件的发展方向主要有：增大功率容量，提高开关频率，实现多种功能集成化。根据目前在逆变电路中使用到的大功率开关器件，可以将其进行分类，如表1-1所示：

表1-1大功率开关器件分类

类型 单极型 双极型 复合型 名称 功率场效应晶体管 静电感应晶体管 普通晶闸管 可关断晶闸管 静电感应晶闸管 大功率晶体管 绝缘栅型晶体管 MOS控制晶体管

英文缩写 MOSFET SIT SCR GTO SITH GTR IGBT MCT 目前，在设计逆变电源时最常用到的开关器件为MOSFET、IGBT、GTO、GTR等，但SIT、SITH、MCT等新型开关器件正在研发和推广，必将取代MOSFET、IGBT、GTO、GTR等。

1.2.2提高逆变器的效率

提高效率，换一句话就是降低损耗。逆变器的损耗包括开关损耗和驱动损耗[3]。 驱动损耗是由功率开关管的控制极特性所决定的，而开关损耗是由功率开关管的换工作方式决定的。在功率开关管导通或关断的过程中，开关管两端电压不为零，流过开关管的电流也不为零，就必将产生开关损耗，这就是传统的硬开关技术。软开关技术就是在电路中加入电感、电容等构成谐振电路，在功率开关管关断后，谐振电感和电容发生谐振，使得电路中的电压（或者电流）按正弦或准正弦的规律变化[4]，调节谐振电感和电容，令开关管导通时的电压为零，关断时的电流为零，从而实现零损耗开关。由于软开关技术克服了硬开关技术损耗随频率提高而增加的缺点，因此可以使得逆变电源采用更高的频率，实现了整个装置的小型化、轻量化[5]。当前，为了提高逆变器的变换效率，软开关技术是技术人员的研究重点，其研究的主要内容有：新型软开关控制方式；适用于不同控制方式的控制电路的集成化；变换效率高的新型软开关电路[6]。

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1.2.3提高逆变器的工作可靠性和EMC性能

对于一件电子产品或电子系统来说，工作可靠性和电磁兼容性（EMC）是相当重要的。由于逆变系统可做到超大容量，并且功率开关管的状态变换会对电网和外部电子设备产生电磁干扰，所以，可靠性设计和EMC设计显得尤其重要，它关系着逆变技术的发展。

1.3数字控制逆变器的研究现状

在输出波形为正弦波的逆变器中，最常采用的控制方式是正弦脉宽调制（SPWM）。而SPWM控制器既可以采用模拟电路来实现，也可以采用数字电路实现。如果采用模拟电路实现，则存在的主要缺点有：由于电路功能的实现均依靠硬件来完成，故所需的元件多，成本相对较高，电路设计难度大；容易受外界环境（如气温）所影响，调试不方便。随着大规模集成电路和数字控制技术的发展，基于微处理器（MCU）的数字控制器在逆变电源控制系统中得到了越来越广泛的应用。数字控制具有硬件电路结构简单、抗干扰能力强、可靠性高的优点；控制策略的改变只需通过改写软件来实现，控制灵活，调试、维护方便[5]。

1.4本文的主要研究内容

全文分六章：

第一章为绪论部分。简单介绍了逆变技术的发展历程及发展方向，结合本文的研究方向着重地阐述了数字控制技术在逆变电源的研究现状。

第二章首先详细分析与比较现有逆变系统的各种组合方案，根据设计要求选择系统的硬件构架和软件算法；然后，介绍了SPWM的生成原理及控制方式，采用单片机软件直接法生成PWM波和通过反馈控制使电源输出电压稳定。

第三章是逆变系统前级推挽升压电路的设计。本章介绍了推挽电路的工作原理，并对电路主要器件参数进行计算，同时根据设计指标对输出滤波器和高频变压器进行设计。

第四章主要讲的是逆变系统后级DC-AC变换器的设计。本章首先分析了全桥逆变电路的工作原理并计算主电路器件参数；然后，设计了后级滤波器、过流保护电路等；

第五章测试与分析逆变系统各关键点的工作波形并展示了样机实物图。 第六章主要是对本次设计的总结和设计存在的问题以及改进的方法。

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第二章 逆变系统方案的选择及设计

2.1现有逆变方案对比

根据设计要求：输入电压DC30V~50V，输出电压AC220V，50Hz。这种正弦波输出逆变器的输入电压变化范围较宽，而其输出则要求是稳压的。因此，该逆变电源的逆变电路必须有一个升压的过程。能将直流电能转化为目标交流电能的逆变系统有许多构架方案，各种构架在不同的应用场合下具有不同的优点，下面将对目前常用的逆变系统方案进行分析对比。

2.1.1低频链逆变系统

低频链逆变器的电路结构框图如图2-1所示：

图2-1低频链逆变器的电路结构框图

从图中可以看出，低频链逆变器的功率变换方式为DC→LFAC，电路由直流电源、输出滤波器、工频逆变器、功率变压器和输出滤波器等组成。它的特点是拥有用于电气隔离和给定电压比的变压器，其工作频率等于输出电压频率。在低频链逆变器当中，按所采用的电路拓扑结构又可以分为许多种类，其中，以全桥式工频逆变器最为常用，其电路结构图如图2-2所示：

图2-2全桥式工频逆变器

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图中，桥对角的两个功率开关管为一组，即M1和M4为一组，M2和M3为一组。若采用双极性SPWM调制法驱动的话，则每组的功率开关管同时导通或关断，两组功率开关管轮流变换状态，驱动每一组开关管导通的信号的脉宽是随着正弦波变化的脉冲波，即SPWM波。经过调制之后，可以将电源VDC提供的低压直流电逆变成同等幅值的SPWM波，再经过工频变压器进行升压，滤波之后得到我们所需的交流电。这种逆变器电路拓扑结构简单、技术成熟，性能可靠，目前仍有比较广泛的应用，但是由于工频变压器的存在，使得低频链逆变器的体积大、重量重、成本高、音频噪声很大。所以，要实现逆变器的小型化、轻量化，就必须采用新的逆变技术。 2.1.2高频链逆变器

高频链逆变器的工作频率高，相对于低频链逆变器而言，变压器的体积可以做得很小，减轻了重量，也实现了逆变电源前级DC-DC变换器与后级DC-AC逆变器之间的电气隔离

[6]

。使得高频逆变电源也可以应用在汽车，航天等对电源的体积和重量有严格要求的领域。

这一逆变技术是一名叫Espelage的德国学者在1977年首先提出来的，而在1980年，Mr.Jalade从另一个角度阐述了高频链逆变系统的拓扑结构，他将高频链逆变器分为两大类：电压源（Buck Mode）和电流源(Buck-Boost Mode)，由于本课题所研究的逆变器输入源为电压源，故在此只讨论电压源型逆变器。电压源高额链逆变器按照功率的传输方向又可分为两大类：单向型(Unidirectional Power Flow Mode)和双向型(Bi-directional Power Flow Mode)。

1)单向电压源高频链逆变器

图2-3给出了单向电压源高频链逆变器的电路结构。电路由输入滤波器、高频逆变器、高频变压器、高频整流滤波电路、PWM逆变器和输出滤波器等组成。从电路结构图可以看出，单向电压源高频链逆变器主要包括两大部分：从输入滤波器到高频整流滤波电路，即DC-HFAC-DC为一个DC-DC变换器；从高频整流滤波电路到输出滤波器，即DC-LFAC为一个DC-AC变换器。

图2-3单向电压源高频链逆变器的电路结构

2)双向电压源高频链逆变器

如图2-4所示为全桥全波式双向电压源高频链逆变器的电路结构：

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图2-4全桥全波式双向电压源高频链逆变器

该结构式目前较为常用的一种功率双向式传输的逆变器结构。从图中可以看出，它主要是由输入、输出滤波器、高频逆变器、高频变压器、频率变换器等组成。其中输入级的四个功率管组成桥式逆变器，用于调制输入电压，使其变成不含调制波频率的双极性SPWM波，经过高频变压器进行隔离、升压，再经过后级整流滤波，实现DC-AC。该双向电压源高频链逆变器具有以下特点：

①只需要两级功率变换(DC-HFAC-LFAC)；

②双向传输功率(DC-HFAC-LFAC和LFAC-HFAC-DC)；

③若频率变换器采用传统的PWM技术，在换流时会出现电压过冲现象。为了避免电压过冲，需要采用缓冲电路或有源电压钳位电路，从而增加了电路的复杂性[7]。

通过上面对两种逆变方案的分析和对比可以看出，每种设计方案都有其各自的应用场合。双向电压源高频链逆变器应用于需要双向传输功率的场合，如UPS（不间断电源）。逆变器并接在市电电网上，正常情况下，电网一方面给交流负载供电，另一方面按LFAC-HFAC-DC给逆变器直流侧的蓄电池充电；在市电电网出现故障时，逆变器按DC-HFAC-LFAC给交流负载供电。单向电压源高频链逆变器只能单向传输功率，即DC-HFAC-DC-LFAC，和双向逆变器相比，虽然多了一级功率变换，但却省去了缓冲电路和有源电压钳位电路，电路结构相对来说要简单得多，所以非常适用于不需要双向功率传输的场合，如只由蓄电池或太阳能电池等低压直流电源提供电能的情况下。本文所要设计的逆变电源由蓄电池进行供电，不需要和电网进行并接，同时考虑到成本和实现的难易程度，选择了单向电压源高频链逆变器作为本文的设计方案。

2.2单向电压源高频链逆变器实现方案

通过上一小节的分析得知单向高频链逆变器主要由DC-DC变换器和DC-AC变换器组成，而这两个变换器又各自有多种电路拓扑结构，本节将分析各种组成方案的优缺点。

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2.2.1 DC-DC变换器

DC-DC变换器电路拓扑结构有很多种，最常用的有推挽式、半桥式和全桥式。 2.2.1.1推挽式变换器

图2-5推挽式DC-DC变换器

图中两个开关管轮流交替工作，其输出电压波形非常对称，并且开关电源在整个工作周期之内都向负载提供功率输出，因此，其输出电流瞬间响应速度很高，电压输出特性很好[8]。推挽式变换器的两个开关器件有一个公共接地端，因此驱动电路简单，另外，推挽式变换器是所有开关电源中电压利用率最高的开关电源，它在输入电压很低的情况下，仍能维持很大的功率输出，它的主要缺点是两个开关器件需要很高的耐压，其耐压必须大于工作电压的两倍，因此，在高输入电压的情况下，很少使用这种电路拓扑结构。 2.2.1.2半桥式变换器

半桥式DC-DC变换器的电路结构图如图2-6所示：

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图2-6半桥式DC-DC变换器

半桥式变换器与推挽式变换器一样，两个开关管轮流交替工作，相当于两个开关电源同时输出功率，其输出功率约等于单一开关电源输出功率的两倍。半桥式变换器最大的优点是，对两个开关器件的耐压要求比推挽式变换器对两个开关器件的耐压要求可以降低一半。因为，半桥式变压器开关电源两个开关器件的工作电压只有输入电源电压Vin的一半，其最高耐压等于工作电压与反电动势之和，大约是电源电压的两倍[9]。半桥式变换器的缺点有：

①电源利用率比较低，变压器原边电压仅为Vin/2； ②开关器件连接没有公共地，驱动信号连接比较麻烦；

③当两个控制开关处于交替转换工作状态的时候，由于电容充放电需要一个过程，两个开关器件会同时出现一个很短时间的半导通区域，此时，在两个控制开关的串联回路中将出现很大的电流，而这个电流并没有通过变压器输送给负载，因此两个开关管将会产生很大的功率损耗。 2.2.1.3全桥式变换器

全桥式DC-DC变换器的电路结构图如图2-7所示：

图2-7全桥式DC-DC变换器

全桥式变换器最大的优点是，对四个开关管的耐压要求比推挽式变换器对两个开关管的耐压要求低一半。因为，全桥式变压器开关电源四个开关器件分成两组，工作时两个开关器件互相串联，关断时，每个开关器件所承受的电压，只有单个开关器件所承受电压的一半。但由于因为两组开关器件互相串联，两个开关器件接通时总的电压降要比单个开关器件接通时的电压降大一倍，因此电源利用率比推挽式要低一些，损耗也要大一些；另外，

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全桥式变换器中的四个开关器件连接没有公共地，与驱动信号连接比较麻烦，增加了电路的复杂性。

经过上述对DC-DC变换器的三种电路拓扑结构的对比和分析，可以看出半桥式和全桥式变换器更适合应用在高电压输入得场合，而本设计的输入电压为30V~50V(实际输入48V)直流电，所以本设计选择推挽式拓扑结构。 2.2.2 DC-AC逆变器

常用的单相DC-AC逆变电路拓扑结构和DC-DC变换器一样，有：推挽式、半桥式和全桥式。由于我们整体的设计方案是需要把48V直流电转变成为220V，50Hz的交流电，为满足电压输出要求，综合考虑了开关管、变压器等损耗，DC-DC变换器需要将48V直流电压升压到360V或者720V的高压直流电，而这个高压直流电将作为DC-AC变换器的输入电压。结合上一小节的分析可以知道，推挽式拓扑结构不适合应用于高电压输入的场合，因此我们将在半桥式和全桥式结构当中选择一种作为本文DC-AC变换器部分的设计方案。半桥式逆变器对输入电源电压的利用率比全桥式逆变器要低很多，只有0.5，而全桥式逆变器则几乎为1。若采用半桥式结构，要使逆变器输出220V交流电，需要的输入电压为760V，这个电压是由前级DC-DC变换器来提供的，这就使得前级高频逆变器要有很高的匝数比，在输出功率一样的时候，变压器初级的输入电流是全桥式逆变器的两倍。过大的电流将会造成较大的损耗，影响整机的效率；而且，变压器的原边绕组也需要更粗的线径，加大了变压器绕线的难度。

综上所述，DC-AC逆变器采用全桥式拓扑结构。至此，整个逆变系统的硬件设计方案已经确定：前级DC-DC变换器采用推挽式电路，后级DC-AC逆变器采用全桥式拓扑结构。整个系统的硬件结构如图2-8所示：

图2-8系统硬件电路图

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2.3逆变系统控制策略

脉冲宽度调制（PWM:Pulse Width Modulation）是德国学者A.Schonung和H.Stemmler在1964年率先提出的思想，他们把通讯技术中的调制技术应用于交流传动中，开创了DC-AC技术研究的新领域。把正弦信号作为调制信号，把接受调制的信号作为载波，通过调制得到PWM波，因为调制信号为正弦信号，所以此时的PWM波也叫做SPWM波。在SPWM信号输出端加适当的滤波器就可以恢复出原调制正弦波信号。通过调节PWM波的占空比和基波频率就可以很方便的调节输出信号的幅度和频率[10]。 2.3.1 SPWM波的实现方法

SPWM控制脉冲可以通过模拟法和软件法两种方法实现。由于模拟法存在所需的元件较多、设计难度大、系统容易受外界因素影响等缺点，故本文将采用单片机编写软件的方法来生成SPWM波。软件法生成SPWM波主要有：自然采样法、规则采样法和直接法。经过理论分析后知自然采样法和直接等效法相对于规则采样法来说谐波较小，而又因为自然采样法的实现需要花费单片机大量的时间来运算及占用大量的内存。所以本文采用直接法实现SPWM波。直接法也叫做面积等效法或冲量法，只需要知道载波周期就可以计算出脉冲的宽度，如图2-9所示：

图2-9直接法生成SPWM波

把正弦半波分为N等份，则每一等份的宽度为π/N弧度[11]。根据PWM原理，每一等份都可以用与其面积相等的矩形脉冲来代替，设定这些脉冲是等幅不等宽，则由这N个脉冲所组成的序列与正弦半波是等效的，脉冲的宽度和开关管的开关时刻是对应的，可以由

k?1k??NN下面的数学推导得到。图中，当t位于到区间内时，所对应的面积S1为：

k?1?Nk?NS1??

Umsin?tdt?Um?[cos(k?1)?k?cos?]NN

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假设调制度为M，脉冲序列的幅度为Ud，则有Um?MUd，第k份正弦波面积S1所对应的脉冲宽度面积S2??k?Ud。根据PWM的基本原理知S1?S2，可得：

?k?M?[cos(k?1)?k?M(k?1)?k??cos]?[cos?cos]NN2?fNN

2.3.2 SPWM的控制方式

随着逆变器控制技水的发展．电压型逆变器出现了多种的变压、变频控制方法。目前采用较多的是正弦脉宽调制技术即SPWM控制技术。SPWM正弦脉宽调制可分为双极性调制方式、单极性调制方式和单极性倍频调制方式。

1)双极性SPWM调制

在双极性控制方式中，载波（三角波）在调制波半个周期内是在正负两个方向变化，所得到的PWM波形也正负两个在方向变化，图2-10为双极性PWM调制。在双极PWM调制方式中，同一桥臂上下两个功率开关的驱动信号是互补的信号，但实际上为了防止同一桥臂上下两个功率开关直通而造成短路，在两个信号中间加入死区，死区时间大小主要由功率开关器件的关断时间决定，死区时间将会给输出的SPWM波形带来影响，使其偏离正弦波。

图2-10双极性SPWM控制示意图

2)单极性SPWM调制

单极性调制方式与双极性调制方式不同的是，单极性调制方式的特点是在一个开关周期内两只功率管以较高的开关频率互补开关，保证可以得到理想的正弦输出电压：另两只功率管以较低的输出电压基波频率工作，从而在很大程度上减小了开关损耗。单极性PWM控制方式如图2-11所示，单极性调制中，逆变器同一桥臂的上部功率开关管和下部功率开关管在调制波（输出电压基波）的半周期内仅有一个功率开关管多次开通和关断。可见在

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相同的载波频率下，单极性调制方式比双极性调制的开关损耗要低，故本文采取单极性SPWM调制方式。

图2-11单极性SPWM控制示意图

2.4本章小结

本章首先对低频链和高频链逆变构架方案进行详细的分析与比较，确定高频链逆变系统更符合本设计的要求；再接着分析高频链逆变器硬件构架中各种组合方案的优缺点，得到的结论是：前级DC-DC变换器采用推挽式升压结构，后级DC-AC逆变器采用全桥拓扑结构的单向电压源高频链逆变器具有结构简单、重量轻、体积小等优点；最后介绍了几种SPWM生成原理及控制方式，并采用单极性控制方式。

12

第三章 逆变器前级DC/DC推挽升压

3.1推挽电路结构原理分析

DC-DC推挽升压电路原理图如图3-1所示，可以看出主要由输入推挽主电路、高频变压器、输出整流电路和输出滤波器五部分组成。

图3-1推挽式升压电路原理图

电路中两个控制开关M1和M2轮流交替工作，将使变压器的次级产生一个交流方波，因为M1、M2的导通时间一般是相同的，所以其电压波形非常对称，如果开关管的占空比都是50%的话，电源在整个工作周期之内都向负载提供功率输出，因此，其输出电流的响应速度很高，电压输出特性很好。电路中接有储能滤波电容C，储能滤波电容会对输出电压的脉动电压起到平滑的作用，因此，输出电压Uo不会出现很高幅度的电压反冲，其输出电压的峰值Up就可以认为是半波平均值Upa，其值略大于正激输出nUi，n为变压器次级线圈N3绕组与初级线圈N1绕组或N2绕组的匝数比。因为带隔离变压器的推挽式变换器的输出电压除了正激输出电压部分以外，还有反激输出的电压。所以，推挽式DC-DC变换器的输出电压uo，约等于高频变压器次级线圈N3绕组产生的正激式输出电压Up或Up-的半波平均值Upa或Upa-：

uo?Upa?nUi——M1导通期间； uo?Upa??nUi——M2导通期间。

或

13

以上式子中，Uo为推挽式DC-DC变换器经过整流未经过滤波的输出电压，n为高频变压器次级绕组与初级绕组的匝数比，Ui为高频变压器初级线圈N1绕组或N2绕组的输入电压。逐渐增加到最大值；在两者的共同作用下刚好产生一个方波。

3.2 DC-DC推挽主电路参数的计算

3.2.1功率开关管的选择

推挽式变换器是开关电源最经典的拓扑结构之一，然而输出功率大幅增加时，就会因为两个开关管的存储时间和导通压降不一样而导致磁通不平衡，如此工作几个周期之后变压器磁芯将偏离磁滞回线进入饱和区，处在饱和区的磁芯不能承受电压，当相应的开关管再次导通时，开关管将承受很大的电流而导致开关管损坏。而如果开关管采用的是MOSFET管，则这个问题就没那么严重。首先，MOSFET没有存储时间，两组栅极信号脉宽相等，两个开关管导通时间相等；其次，MOSFET管导通压降随温度升高而增加的特性特供了负反馈作用，有助于纠正磁通不平衡的问题，故本方案采用的是MOSFET管[12]。

1)额定电压

由电路工作原理可知:功率开关管的最大应力为2Vin，考虑到输入电压为30V~50V（实际使用电压40V)，由推挽电路的工作原理可以知道，MOSFET管两端承受的最大电压为两倍的输入电压40×1.5=60V，考虑到分布电感引起的电压尖峰及可靠性设计，选用80V耐压的MOSFET开关管。

2)额定电流

直流电源向DC-DC环节流过MOSFET管的最大电流可以由以下公式计算：

Iimax?Pa?220W?13.76A0.85?40V?0.47

?UimaxDmax式中，Iimax为前级最大输入电流，即MOSFET管的最大输入电流；

Uimax为最小输入电压； Dmax为最大占空比。

考虑到综上的计算选用选取的MOSFET管为RU190N08，该管的主要参数如下：

VDDS?80V；RDS(on)?3.9m?；ID?190A；trr?68ns；PD?400W。

14

3.2.2整流二极管的选取

推挽式变换器整流二极管应当具备正向导通电压低、反向恢复时间短和反向漏电流小等特点，变压器副边为全桥整流电路，加在整流二极管上的反向电压为V，整流管上承受的最大反向电压V=400V（直流侧最高电压）。在整流开关时有一定的电压振荡，因此要考虑1.5倍裕量,则额定电压为400×1.5=600V

本设计的逆变电源开关频率为31KHz，输出为220V的正弦波，其峰值电压约为311V，假设系统后级的逆变效率为86%，则可以计算出前级DC-DC变换器输出的电压为360V，功率为220W，输出电流有效值约为1A。基于安全的角度出发，本方案选用超快恢复型二极管RHRP15120，其反向耐压为1200V，正向平均电流15A，反向恢复时间65nS，满足设计要求。

3.2.3前级输出滤波器的设计

本文设计的输出滤波器采电容滤波方案。电容C具有隔直流通交流的特点，当输出电压经过由电容C滤波电路后，改变了交直流分量的比例，从而得到纹波小的直流电压。

输出电容Co的容量和输出电压纹波并没有直接的关系，纹波的大小是由输出电容的ESR（等效串联电阻Ro）来决定的，假设纹波电压峰—峰值为Vr，则它们的关系为：

Vr?R0dI

式中，dI是所选的电感电流纹波的峰—峰值。

另外，对于铝电解电容，在很大容值及额定电压范围内，其R0C0的值基本不变，范围是50?10~80?10。因此C0可选为

?6?680?10?680?10?6C0??RoVr/dI

假设Vr?Vo/5000，dI?2Io/10，代入数据得Co?310uF，在设计当中选用的是330uF/450V的电解电容。

3.3前级DC-DC控制电路设计

3.3.1 ATmega128L功能简介

ATMEL公司于1997年研发并推出了全新配置的、采用精简指令集RLSC结构的新型

15

单片机，简称AVR单片机。

ATmega128L是一款基于AVRRISC、低功耗 COMS的8位单片机，由于在一个时钟周期内执行一条指令，ATmega128L可以达到接近1MIPS/MHz。ATmega128L具有以下特点:128KB字节的在线编程/应用编程(JTAG /ISP)Flash程序存储器，512字节EZPROM，1K字节SRAM，32个通用工作寄存器，48个通用I/O口，两个具有独立的预分频器和比较器功能的8位定时器/计数器，两个具有预分频器、比较功能和捕捉功能的16 位定时器/计数器具有独立预分频器的实时时钟计数器，两路8 位PWM，6路分辨率可编程（2 到16 位）的PWM，8路10 位ADC， 具有独立片内振荡器的可编程看门狗定时器，100000 次写/ 擦除寿命周期。

ATmega128L成为一个功能强大的单片机，为许多嵌入式控制应用提供了灵活而低成本的解决方案。如图3-2所示是ATmega128L的芯片外观:

图3-2 ATmega128L的芯片外观

3.3.2 基于ATmega128L单片机的PWM波的生成

ATmega128L有4个定时/计数器，其中T/Cl是一个16位的多功能定时/计数器，它具有两个独立的输出比较单元、一个输入捕获单元、相位可调的脉宽调制输出和4个独立的中断源(TOVI、OCFIA、OCFIB和ICFI)。T/C1有多种工作模式，其中相位可调的PWM模式可以产生高精度相位可调的PWM波形。当T/C1工作在此模式下时，计数器为双程计数器:从0x0000一直加到TOP，在下一个计数脉冲到达时，改变计数方向，从TOP开始减1计数到0x0000。在设置正向比较匹配输出模式下:正向加1过程中，TCNT1的计数值与输出比较寄存器OCR1A/ OCR1B的值相同匹配时清零OC1A/OC1B，即使引脚OC1A和OC1B输出低电平;反向减1过程中，当计数器TCNT1的值与输出比较寄存器OCR1A/OCR1B的值相同匹配时置位OC1A/ OC1B，即使引脚OC1A和 OC1B输出高电平。设置成反向比较

16

匹配输出模式时工作过程与上述过程相反[13]。图3-3为PWM 模式的时序图。

图3-3 T/C1模式PWM工作时序图

由以上可知，计数器计数上限TOP值的大小决定了PWM输出频率的高低，而比较寄存器的数值则决定了输出脉冲的起始相位和脉宽。本系统将捕获寄存器ICRI的设定值作为计数器计数上限TOP值，则当计数器计数到上限TOP值时，可以申请捕获中断，在捕获中断中可以设置比较寄存器OCR1A/OCR1B的值,从而获得不同占空比的脉冲波形,程序如下（具体程序见附录）：

void init_pwm(void) {

TCCR0=0X69; TCCR2=0X79; TCNT0=TCNT2=0X00; OCR0=OCR2=0;

}

void dutfactor0(unsigned int p) {

OCR0=255*p/100; }

void dutfactor2(unsigned int q) {

OCR2=255-(255*q/100); }

考虑到驱动开关管的频率如果太低影响前级效率，频率太高开关管的开关损耗将增大，

17

所以设定频率为30KHz.通过程序设定TCNT1和OC1A的初值即可改变输出PWM波的频率和占空比，配合下一章的输出反馈采样电路可以使系统的输出电压稳定。

3.4高频变压器的设计

高频链变压器是装置的核心部件，其性能的好坏直接决定了整个逆变器的性能承担着隔离和传输功率的重任。不合格的变压器将导致温升高、效率低、漏感严重、输出波形畸变大等问题，直接影响电路的可靠性和稳定性，甚至会损坏功率半导体器件。高频变压器的工作频率比一般的工频电力变压器要高，达几十KHz甚至更高，因此其设计有自身的特点。设计高频变压器应从选择磁心材料开始。高频变压器磁心多是低磁场下使用的软磁材料，有较高的磁导率、低的矫顽力和高的电阻率。一般来说，磁心材料磁导率高，在一定线圈匝数时，通过不大的激磁电流就能有较高的磁感应强度，线圈就能承受较高的外加电压，因此输出一定功率要求下，可减小磁心体积。磁心矫顽力低，磁滞回环面积小，则铁损也小。高的电阻率则使得涡流小，铁损小。本论文采用铁氧体磁性的高频链变压器。铁氧体软磁材料是合成氧化物烧结体，电阻率很高，其缺点是饱和磁密偏低，适合高频小功率使用，设计高频链变压器主要部分分两大步骤:先确定磁芯几何尺寸，再计算匝数、导线面积等参数。

3.4.1磁芯几何尺寸的确定

设变压器原、副边匝数分别为有：

Np和Ns，原边输入电压为V1，由法拉第电磁感应定律，

V1?KffsNpBwAe

N式中：fs为开关工作频率（Hz），Bw工作磁通密度，p原边绕组，Ae磁芯有效面积，Kf为波形系数，有效值与平均值之比（方波时为4，正弦波时为4.44）整理得

Np?V1KffsBwAe

磁芯窗口面积Aw乘上使用系数K0为有效面积，该有效面积为原边绕组面积与副边绕组Ns占据的窗口面积NsAs之和，即

Np占据的窗口

AwK0?NpAp?NsAs

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式中：K0为窗口使用系数（K0?1）; 匝所占有面积；Aw为磁芯窗口面积。

As?Ap为原边绕组每匝占有面积；As为副边绕组每

设原副边电流密度相等，为J，则

I1IAs?2JJ

K0Aw?由上述三式可得：

V1I1V2I2?KffsBwAeJKffBwAeJV1I1?V2I2K0KffsBwJ

AwAe?即

AwAe即为变压器窗口面积和磁芯截面积的乘积。V1I1?V2I2为原边和副边的功率。上式

K表明工作磁通密度Bw、开关工作频率fs窗口面积使用系数K0、波形系数f和电流密度J都影响面积的乘积[14]。电流密度J直接影响温升，亦影响AwAe可表示为

J?Kj(AwAe)x式中

Kf为电流比例系数；x为常数，由所用铁芯确定。

T?V1I1?V2I2为变压器的视在功率，则公式可以进一步表示为： 又设PAwAe?PTK0KffsBwKj(AwAe)x

14PT?10AP?AwAe?()1?xK0KffsBwKj

式中除了AP单位为cm，其余物理量均为国际单位制。

T与其线路结构关系密切，对于本设计中采用的拓扑结构，视在功率可变压器的视在功率P表示为：

PT?P0(k1??k2)

k1、k2和开关变压器的拓扑结构有关，当输入为推挽电路时k1?2当单端正激时为1。当

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输出是整流桥时k=1，当输出接推挽电路时k2?2由于本文前段采用推挽结构，输出采用全桥整流因此k1?2，k2?1；设变压器效率为90%，即η=0.90，得

PT?P0(k1??k2)?150?(2?1)?366.50.9

采用EE型磁芯，查表磁芯结构常数表可得，容许温升25℃时，

Kj=323，X=-0.14，用

高频铁氧体材料R2KBD，其饱和磁通约为B=5100G，考虑高温饱和磁密会下降，同时防止合闸瞬间高频变压器进入饱和取Bw?Bs/3?1700Gs。K0主要与线颈、绕组数有关，一般典型值取K0=0.4；由于是方波

则：

118P366.5?104T1?0.14Ap?AwAe?()1?x?()?1.226cmK0KffsBwKj0.4?4?3.5?104?1700?323Kf=4；Bw=1700G（单位换算）；fs?30KHz。

增加10%的裕度取

Ap?1.35cm4查手册选取EE40铁氧体磁芯，其

Ap?2.20cm4?1.35cm4,有

2A?127mme效截面积。

确定了铁芯下面计算一下匝数。 3.4.2变压器线圈匝数的计算

从提高高频变压器利用率，减小开关管的电流，降低输出整流二极管的反向电压角度考虑高频变压器原副边匝比应尽可能取大一些。这样也有利于较少损耗和降低成本。为了在规定的输入电压范围内能够达到输出要求，变压器的变比应按最低输入电压选取。实际输出最大占空比D<0.5(单管)，取D=0.48，开关频率设计在30KHz，输入电压最低为40 V（DC），保证输出不小于365V(因为若保证后级的逆变器能够输出稳定的220VAC，则直流母线电压必须大于365V)，则：

n?V?VD365?1.5??9.52DmaxVinmin2?0.48?40

选择变压器变比为

n?N2?10N1

Ton?

D0.48??1.6?10?5?16?s3f30?10

20

Vinmin40?16?10?68Np1??10??108?7.32?2Bms2?2?1700?1.27

取

Np1?2匝。Bm的单位是T，S的单位是cm。

2算出的是原边的一个绕组所以原边的绕组为4匝，中间带有抽头。考虑到集肤效应，原边用3根铜线并绕。

在选用绕组的导线直径时，要考虑导线的集肤效应(指导线中流过交变电流时使导线横截面上的电流分布不均，使导线的有效截面积减少，电阻增大)，一般要求导线线径小于两倍穿透深度。变压器的工作频率为30KHz，在此频率下，铜线的穿透深度为:

??22??0.35mm23?762?f??2??35?10?4??10?58?10

Po300??8.33AVin?40?0.9

因此应选用线径小于0.7mm的铜线，原边电流：

Ip?原副边的电流密度J：

J?Kj(AwAe)x?Kj(AP)x?323?(1.35)?0.14?309.7A/cm2原边绕组裸线面积AXP：

AXP?IpJ?8.33?0.03cm2309.7

副边绕组裸线面积AXS：

Io300??0.006cm2J220?224.25

按照以上参数设计的高频变压器即可以满足DC-DC环节的要求。

AXS?3.5本章小结

本章主要介绍了前级DC-DC升压，其中包括：推挽式升压电路，PWM波的生成和高频变压器的设计，推挽式升压电路的优点是电源在整个工作周期之内都向负载提供功率输出，因此，其输出电流的响应速度很高，电压输出特性好。为避免上下管开关管同时导通而发生短路，增加了PWM波的死区时间和驱动能力，实验结果良好。变压器的制作是本章的难点，涉及到磁芯、线圈、骨架的选择和绕制方法等，通过学习掌握了小功率变压器的制作方法。

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第四章 逆变器后级DC/AC单相全桥逆变

4.1 DC-AC主电路结构分析

逆变器后级DC-AC主电路主要由逆变桥、开关管吸收缓冲电路和输出滤波器构成，其原理简图如图4-1所示：

图4-1 DC-AC逆变电路简图

图中由M1—M4四个开关管组成逆变桥，它们在单极性SPWM控制下工作。假设电路中的所有元件都是工作在理想状态下，则可以把DC-AC全桥逆变电路的工作状态分为六种，由于正半周期和负半周期的工作状态类似，故在此只分析其正半周的工作状态。M1—M4的驱动信号如图4-2所示。

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图4-2 M1—M4驱动信号图

工作状态一：当Ug1=Ug4=Um且Ug2=Ug3=0时，M1和M4导通，M2和M3关断。前级推挽变换器输出的高压直流电向负载提供能量，同时给储能滤波电容充电，其等效电路图如图4-3所示：

图4-3工作状态一等效电路图

工作状态二：当Ug1=0，Ug4=Um且Ug2=Ug3=0时，M4导通，M1、M2、M3关断。输出滤波电感的电流通过D2和M4续流，储能滤波电容放电，给负载提供能量，此时的等效电路图如图4-4所示：

图4-4工作状态二等效电路图

工作状态三：当Ug1=Ug4=0且Ug2=Ug3=0时，M1—M4全部关断。电感电流通过D2和D3给电源充电，此时的等效电路图如图4-5所示：

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图4-5工作状态三等效电路图

4.2 DC-AC电路参数计算

4.2.1开关频率的选择

前级DC-DC推挽升压变换器的输出电压为360V直流电，该电压作为后级DC-AC变换器的输入电压。由于本文设计逆变电源的输出功率为300W，输出电压的有效值为220V，可以算得逆变器输出电流有效值约为1.4A。后级DC-AC开关频率的选择对于逆变器来说极其重要。开关频率越大，载波比N就越大，每周期基波（正弦调制波）所含调制输出的脉冲总数也就越大，则理论上其后的输出滤波越容易，输出电压精度越高。但过大的载波比N也意味着极高的开关频率，在高频率应用场合会带来很大的开关损耗，逆变效率就得不到保证。因此，在选择开关频率时一定要做好权衡。考虑SPWM波产生芯片TDS2285的载波频率和输出滤波回路以及功率开关器的效率，本文选择的载波频率为20KHz，载波比20KHz/50Hz=400。

4.2.2逆变电路功率开关管的选用

在设计逆变器电路时，应该根据功率容量和工作频率等指标要求，选取合适的功率开关管。目前，在逆变电路中常用的开关管有：MOSFET、IGBT、GTO、GTR等。其中，MOSFET的驱动功耗低，关断时间小，本设计为小功率容量逆变系统，MOSFET为首选器件，故本文选用的开关器件为MOSFET。

MOSFET的选取最主要考虑的是它的耐压和所能承受的最大电流。由于后级DC-AC变换器的输入电压为360V，取2倍的豁裕量，得到MOSFET的耐压为760V；由前一小节中得知输出的电流有效值为1.4A，考虑到带负载开机启动时，瞬时电流可达峰值电流的2~3倍，充分考虑到豁裕量，取MOSFET的额定电流为5A。另外，由于设计的开关频率为20KHz，所以MOSFET的通断时间必须要远小于50us。本文最终选取的MOSFET为IRFP460，其

R?0.22?Ton?19nsToff?130ns主要参数为：VDS?600V，ID?20A，DS(on)，，；参数满足设计要求。

24

4.2.3吸收缓冲电路的设计

在各种电力电子装置中，如有源电力滤波器、STATCOM等，大功率逆变器的设计是其关键技术之一。逆变器在工作过程中，其主电路开关器件IGBT有4种工作状态：开通、通态、关断、断态。IGBT断态时可能承受高电压但漏电流小，通态时可能承受大电流但管压降小，而开通和关断过程中IGBT可能同时承受高电压、大过流以及较大的dv／dt、di／dt和过大瞬时功率。如果不采取防护措施，高电压和大电流可能使开关管的工作点超出安全工作区而将其损坏，因此在大功率逆变器中常设置缓冲吸收电路防止瞬时过压、过流，减小开关管开关损耗，确保其工作在安全工作区。

吸收缓冲电路主要分为三种类型[15]：RC型、RCD型和C型三种，如图4-6所示：

（a）RC吸收电路（b）RCD吸收电路（c）C吸收电路

图4-6 H桥吸收缓冲电路

在设计电路时，应该根据它们的特点选择合适的方案，表4-1为三种吸收缓冲电路的特点对比：

表4-1三种吸收缓冲电路比较 电路类型 特点 RC型吸收 缓冲电路 结构简单、双向吸收、易造成过冲电压、会引起漏极电流升高 适用范围 RCD型吸收 缓冲电路 克服过冲电压过高、过电压抑制效果较好、可现实软关断、会引起漏极电流升高 小容量、低频率装中小容量、低频率置 装置 C型吸收 缓冲电路 仅需一个电容跨接与桥臂两端、成本低、易产生振荡、会引起漏极电流升高 中等容量装置 由上表可以看出，RCD型吸收缓冲电路性能最好，而且可以实现软关断，降低了损耗，

25

故本设计选用RCD型作为逆变器后级的吸收缓冲电路。其工作原理为：当MOSFET管关断时，电容Cs通过二极管Ds充电，电容Cs和二极管Ds构成了MOSFET的分流旁路，使得漏极电流能够迅速地减小，缩短了关断时间；当MOSFET导通时，电容Cs通过MOSFET和电阻Rs放电，使得MOSFET的漏极电流能够迅速地提高，缩短了导通时间。

(1)吸收缓冲电路电容Cs的计算

由于电容Cs的充电过程决定了MOSFET两端的电压的上升率，假设MOSFET关断的瞬间就有电流从电容Cs和二极管Ds回路流过，对Cs充电。充电的总时间为MOSFET的电流下降时间tf与电压上升时间tr之和。则可以得到如下公式：

Cs?IDS(tf?tr)VDS

式中，IDS为流过MOSFET的峰值电流3.3A；VDS为推挽变换的输出直流电压360V；经查阅IRFP460的数据手册可得

tf?tr?71ns。代入数据算得Cs=650pf。

(2)缓冲电阻Rs的计算

MOSFET开通时，Cs通过Rs和MOSFET放电，Cs两端电压为：

uc?Uce选择合适的RsCs，使e?tonRsCs?tonRsCs

?1，则uc?Uc。

在电容放电时，一般可以认为三倍的时间常数时已经放完电，选择RsCs，使Cs每次在

ton内都可以放完电，则：

Rs?ton3Cs

为了确保MOSFET的安全，放电电流I应为漏极电流I的1/4，则：

Idis?VDS?0.25IDRs

结合式(4-3)和式(4-4)选出合适的Rs，本设计选用的是1kΩ的电阻[4]。 4.2.4后级输出滤波器的设计

逆变电源中输出滤波电路的主要作用是:

(1)减小输出电压中谐波(特别是逆变电路中开关器件的开关频率上)电压的幅值。 (2)保证基波电压传输。

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4.2.4.1输出滤波器的理论分析

在逆变电源中，输出滤波通常采用LC滤波。用电感器来作为输出滤波电路结构的一部分，主要目的有两个:首先，由于电感能够储存能量，可使得在管子关断期间输出电流能够连续地流到负载上;其次电感器与滤波电容一起对逆变后的SPWM脉冲起平滑滤波的作用，使输出的直流电压纹波很小。通常使用的滤波器结构是?型或者是?型滤波器，如图4-7所示。

图4-7 ?型和?型滤波器结构

由于?型滤波器是最简单的一种形式，所以它的应用也最广泛。本电源输出滤波器也采用此结构。输出滤波器的参数，即电感值L和电容值C与SPWM频率紧密相关。SPWM频率高，可以减小滤波器的参数和体积，但会增加开关损耗，对逆变器的效率不利。具体设计时，可根据截至频率fc和负载Rl来选择。

电感的的电抗为XL??L?2?fL，XL随着频率的上升而升高。电容的电抗为

Xc?111??L??C2?fC，Xc随着频率的升高而降低。?C所对应的频率为截止频率fc，若

逆变器的输出电压中基波频率为f1;开关频率为人;截至频率为fc，且满足关系f1?fc?fk。由于f1?f，故

?1L?11?1C，?1L对基波信号阻抗小；?1C对基波信号分流很小，因此允许

基波信号通过。由于fk?fc，故

?kL?1?kL，?kL对开关频率分量阻抗很大;一对开关频率分

量分流很大，因此滤波器不允许开关频率分量通过，更不允许它的高次谐波通过。因滤波电容和负载并联，对逆变电路输出电流影响较大，所以在设计滤波电路时，应按先选择滤波电容，再根据上述原则选择电感参数[13]。

4.2.4.2 滤波电感与电容的设计及选择

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在SPWM调制下，输出谐波均为开关频率以上的高次谐波，因此取截至频率为最低次输出谐波频率的1/10，即有下式:

12?LC?fc10

SPWM波的频率为20k，则截至频率为2000Hz，取滤波电容为3?F，由上式可算出滤波电感值为2mH。在电感器的设计中，磁芯选择铁粉芯，导线截面积为0.8，绕制时用两股并绕减小了集肤效应。实验证明，输出滤波器的输出正弦波形良好，有效的抑制了高次谐波。

4.3 SWPM波生成及驱动电路的设计

4.3.1 SWPM波的生成

（1）TDS2285功能简介

本章驱动H桥工作的SPWM信号是由纯正弦波逆变控制芯片TDS2285产生的。芯片内部采用COMS工艺制程，+5V单电源供电，只需简单的外围器件即可完成高性能SPWM发生及逆变控制，产生的SPWM精度高达10位，载波频率为20KHz，其SPWM输出引脚上具有连续20mA的负载能力。此外芯片内置短路保护，工作状态指示，可以单独产生关断前级的控制信号，提供电源电压稳定检测，直流电源电压检测，交流输出反馈等功能。芯片采用经过改良的双极性SPWM调制，经过外部死区时间生成后，输入经MOSFET或IGBT驱动电路至H桥 逆变电路，输出经过简单的滤波即可得到高品质的纯正正弦波。现将TDS2285S芯片管脚简要说明如下：

图4-8 TSD2285管脚图

OSC1、OSC2：生成SPWM脉冲波形的时钟，需外接16M的晶体振荡器；

LED：指示逆变器的工作状态，但一直输出为5V时，LED常亮，逆变器工作正常；当蓄电池电压过压或欠压，指示灯每隔1秒闪动一次；当输出交流过流或短路时，指示灯每

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隔0.5秒闪动一次。

SPWM_P、SPWM_N：交流电正、负半周期调制波输出引脚，TDS2285正常工作时，该2个引脚产生10Bit的SPWM脉冲。

VAC：逆变电压反馈输入端，实时检测交流输出电压的变动范围，并作调整输出达到稳定输出的目的。

SD：关闭输出引脚，当他<0.8V时，SWPM输出关闭，逆变停止工作，如果不用该功能，可在其上连接一个10K的电阻到电源。

DCC：用来控制前级电路，当逆变发生故障时，DCC输出高电平，用来控制关闭前级。 VBAT：检测电池电压，当其引脚电压>3V或<1V时，逆变器停止工作，并转入欠压或过压故障状态[16]。

（2）SWPM波的设计

图4-9 TDS2285外围电路

如上图芯片采用+5V供电，对地接了104的瓷片电容滤除高频纹波。5脚接上一LED灯用于指示芯片的工作状态，为让芯片稳定工作，利用电位器分压得到1V供给13脚，12脚输出控制前级关断的信号，10脚接输出采样电压用于稳定电压，6、8脚即可输出两路互补的SPWM脉冲信号。 4.3.2驱动电路的设计 （1）驱动电路的设计

由于本文采用的是集成芯片生成SPWM驱动波形，上面已经讲过TDS2285。引脚输信号的驱动能力有限，只能提供20mA驱动能力，必须要加入MOSFET驱动电路以保证功率MOSFET能够可靠、快速的触发导通和关断。本文所采用的驱动芯片是东芝（TOSHIBA）

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生产的TLP250光电耦合器，该光耦具有体积小，速度快和驱动电流高达1.5A等优点，是中小功率变换装置中驱动器件的首选品种。TLP250的内部原理图如图4-10所示，设计的驱动电路图如图4-11所示。

图4-10内部结构图 图4-11 TLP250隔离驱动电路

（2）驱动电路电源的设计

现将上节H桥复制如下，由图可分析得到，要保证逆变成功必须使用四路独立的信号对M1，M2，M3，M4进行驱动，由于上端M1，M3开关管的源极接滤波器和下端开关管，无法接地而处于悬浮状态，需要同步的自举电路来抬升门极驱动电压。

图4-12驱动电路电源原理图

如图设计的自举电路，D1和C1分别为自举二极管和自举电容，原理如下： 假定在M1关断期间自举电容C1是满电荷状态的（即VC1=+15V）。当M1关断，M2导通时，自举电容电压VC1加到逆变桥功率管M2的栅极和源极之间，C1通过M2栅极源极电容Cgs1（栅源电容）充电，在经过死区时间之后，逆变桥功率管M1导通，M2关断，则D1、C1和M1形成通路，C1进行放电，下个死区时间之后，VCC对C1充电，补充它在M1导通期间损失的能量。如此循环反复[4]。

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4.3.3死区时间电路的设计

在驱动逆变桥时，由于MOSFET的导通和关断需要一定的时间，当驱动信号的频率过高时就可能会出现上下桥臂的两个开关管同时导通的情况，从而MOSFET就会因为流过其上的电流过大而损坏。为了防止出现这种情况，就必须要加入死区电路，其电路如图4-12所示。

图4-12 死区时间电路

高频冲脉信号传输到由电阻和电容组成的延迟电路后，由于电容需要充电，所以脉冲电压要延迟一小段时间才能上升为高电平，再将延迟后的信号与另外一路的信号通过与门，就得到了加入死区时间的3管脚SPWM波。本文选用的电阻R=47KΩ，电容C=22pF，则延迟时间t≈RC=1us。由于IRFP460的开关时间典型值是75ns，所以这个时间足以保证上下桥臂的两个开关管不会同时导通[4]。

4.4辅助电路设计

为了使系统在发生故障时不受破坏，保证系统稳定运行，本文又设计如下辅助电路。 4.4.1后级过流保护电路

本文设计的过流保护电路，是利用检测输入直流母线上的电流，而不必对每个MOSFET分别进行过流检测保护，当该电流值超过设定的阈值时，系统将封锁整个逆变级MOSFET的驱动信号，其电路图如图所示：

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图4-13 电流保护电路

在主电路的直流母线上串联一个0.5Ω的精密采样电阻，用于采样直流母线上的电流。当采样电阻的电压一旦超过1V（即直流母线的电流大于2A）就立刻产生短路保护信号。图中R1取10K，R2为5K电位器给比较器一个比较电压（1V），R2取10K，D1为快恢复二极管1N4148。 4.4.2电压采集调理电路

为了实现输出电压的稳定即实现电压闭环反馈，就必须对输出的交流电压进行采样。由于本文采用的是单片机进行反馈控制，所以必须将采样到的电压经过A/D转换送到单片机中进行处理，而A/D采样不能识别交流电，故需要将采样到的交流信号进行降压、整流、滤波、分压，然后再将这个直流量送到单片机的A/D采样端口。其整体结构示意图如图4-15所示。

图 4-14 输出电压反馈电路

4.4.3辅助电源电路

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因为整个系统的输入电压为：30V~50V（实际使用48V），而TDS2285，TLP250等芯片使用的均是+5V或是+15V的电源，所以不能将输入电源直接给芯片供电，需要进行降压后才能使用，故设计如下降压电路。

图4-15 辅助电源电路

利用开关稳压芯片LM2576HV，该芯片的输入电压高达60V，输出电流可达1.5A。上图为其典型的应用电路，只需要简单地外围电路即可输出稳定的电压，通过调节R1，R2的比值，可以调节输出电压，本文需要的输出电压为+15V。+ 5V电源利用LM7805稳压芯片，将LM7805的输入端接到LM2576的输出端，输出经电容滤波后得到+5V电源。

4.5本章小结

本章首先对DC/AC主电路结构进行详细的分析，选用专用正弦波产生芯片TDS2285设计产生SPWM波，通过理论计算选择电路元件和参数的确定；为保证H桥逆变可靠性，设计了驱动和保护电路。实验证明：使用集成芯片产生的SPWM波只需要后级简单的滤波即可得到圆滑的正弦波，使整个DC-AC电路具有结构简单、重量轻、体积小等优点；最后介绍了电压采集调理电路，此电路的设计保证了电源输出电压的稳定。

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第五章 实验结果分析

5.1前级DC-DC驱动波形分析

图5-1为前级控制器Mega128L输出的两路PWM驱动波形。从图中可以看出PWM波形良好，仅有微小毛刺。PWM频率为31.05kHz，因为PWM波的频率是经过分频得到与第三章中设计的30kHz有一定的误差。

图5-1 两路PWM波信号

如图5-2所示，两路PWM波形之间的死区时间为1ms，由前面章节中介绍的MOS管RU190N08可知其恢复时间为68ns远小于死去时间1ms，可以验证死区电路设计符合要求。

图5-2 PWM死区时间

5.2后级DC-AC驱动波形分析

图5-3是TDS2285输出的SPWM波形经过TLP250隔离驱动后的波形，波形频率为

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19.55kHz，与设定的20kHz很接近。由于频率较高，放大后的波形只能观察到一部分，看不到SPWM波脉宽从小到大，再从大到小的完整变化过程，但从图5-3中仍然可以看到脉宽是逐渐变宽的，这和SPWM波的变化规律是相符的。

图 5-3 SPWM波形图

将上图中的SPWM波经过后级LC滤波器滤波后得到图5-4(a)所示的正弦波，频率为49.75Hz，与50Hz的设计指标相符。该正弦波对应的频谱响应图如图5-4（b)所示，可以看出滤波效果良好，各次谐波含量较低，，达到设计要求。

(a)

(b)

图5-4 输出正弦波

5.3系统输出电压及效率

为了了解逆变系统在不同负载时输出电压的波形质量，本文选择了在空载、60W阻性负载和150W阻性负载三种情况下测试系统输出电压波形及系统效率。图5-5~图5-7所示为在示波器上观察到的输出电压波形及其频谱响应图，表5-1为系统在不同负载下的效率。

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图5-5 在空载下系统输出电压波形及其频谱响应图

图5-6 在60W负载下系统输出电压波形及其频谱响应图

图5-7 在150W负载下系统输出电压波形及其频谱响应图

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表5-1系统效率测试表 负载（纯阻性） 空载 60W 150W 210W 输入电压（DC）V 42.2 42.2 42.2 42.2 输入电流（DC）A 0.31 1.85 3.85 5.09 输出电压（AC）V 220 216 211 208 输出电流（AC）A 0 0.23 0.61 0.86 效率 0% 64% 79% 83% 由5-5图至5-7图和表5-1可知，系统在空载时输出电压波形光滑无畸变，从其频谱图中可以观察到其高次谐波很少。在阻性负载条件，系统输出电压波形随着阻值的减小（即输出功率的增大），波顶和波底的畸变越明显，这需要通过改善系统内部间的电磁干扰来解决这个问题；系统效率不高，这可能是变压器的磁芯和电路的体积所导致的，输出电压稍有下降，需要改善闭环反而馈的精度来解决。

5.4硬件电路外观

图5-8~图5-10为本文所研制的逆变电源样机外观图。

图5-8 硬件实物图1

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图5-9 硬件实物图2

图5-10 硬件实物图3

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5.5本章小结

本章主要是对系统的输出波形进行分析，通过分析系统在不同负载下的波形图和频谱响应图可以看出输出波形效果良好，各次谐波含量较低，达到设计要求。但由于输出电压反馈的直流电压不是很稳定，系统的反馈效果不理想，可以看到系统在不同负载下输出电压稍有下降。

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第六章 结论

本文对逆变技术的发展历程和研究现状做了介绍，在分析与比较了几种具有代表性的逆变器系统结构的基础上，采用单向电压源高频链逆变器结构来进行本文逆变电源的硬件设计，并采用MEGA128单片机生成PWM波和实现电压闭环控制，同时利用纯正弦波专用芯片TDS2285产生SPWM波减少了对单片机的依赖，保证了逆变电源的稳定性和可靠性。实验证明，本文所设计的逆变电源基本达到指标要求，具有广阔的应用前景。本文所完成的工作及总结如下：

1.详细分析了推挽式DC-DC变换器的工作原理并设计了前级硬件电路，使用Mega128L单片机和光耦组成的前级PWM控制电路、电压反馈电路、前级输出滤波器以及高频变压器。

2.在后级DC-AC逆变器的设计中以TDS228芯片为控制核心，只需要通过简单的外围电路即可实现SPWM驱动信号的生成及逆变器的控制；借鉴RI2110驱动器设计出了悬浮式自举电路解决了SPWM驱动电路共地的问题，为了确保系统更可靠的工作，设计了RCD吸收缓冲电路和过流保护电路。

3.最后对逆变电源系统的前级和后级驱动波形、系统输出电压波形进行分析，实验结果表明了本文所设计的系统的合理性。本文虽然取得了一些研究成果，但是由于时间仓促及本人水平有限，在设计中还存在许多的不足：

1)由于对Mega128L控制器使用不是很熟练，导致前级PWM控制电路所所产生的PWM的频率和占空比不是很准确，虽然对整个系统影响不大，但增加了开关损耗。

2)本设计没有采用软开关技术，限制了系统效率的进一步提高。

3)本文设计的交流电压采样反馈电路输出的电压不是很稳定，导致采样不是很准确，影响了输出电压的稳定性。

4)由于时间有限，没能将整个电路系统做成PCB，进一步增加系统的稳定性和减小电源的体积。

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参考文献

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[3]杨磊.配网监控逆变电源设计[D].武汉：武汉理工大学,2008.

[4]刘华毅,徐耀洋,李健,等.基于软开关技术的高频逆变式恒流源.2009,16(4) [6]范玲莉,邓焰,石健将.基于LM25037的车载逆变电源设计.2009,43(6)

[7]王晓峰.基于单片机的逆变器的设计[D].成都：电子科技大学，2011. [8]Tomoki Y.Atsuo K..Disturbance observer based fully digital controlled PWM inverter for CVCF operation.IEEE Transactions on Power Electronics.1994，19(5)：473-480.

[9]普莱斯曼.开关电源设计：第二版[M].王志强等，译.北京：电子工业出版社，2005. [10]蔡可健，俞阿龙.宽电压双向电流源高频链逆变拓扑.电工技术学报.2008，23(3). [11]张占松，蔡宣三.开关电源的原理与设计[M].北京：电子工业出版社，2007. [12]陈伯时.电力拖动自动控制系统.北京：机械工业出版社，2004.

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[17]王鹏.基于单片机控制的车载高频链逆变电源的研制[D]. 河北：河北工业大学，2007. [18]张全柱,黄成玉,邓永红.逆变器用IGBT吸收电路的Matlab仿真研究.电气传动自动化，2009，31(6)：27-31.

[19]纯正正弦波逆变控制芯片数据手册.pdf.

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原理图

附 录

SPWM波驱动电路

DC/AC逆变电路

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部分程序

//主程序+AD采集程序//

#include #include #include \#include \

#define uint unsigned int #define uchar unsigned char

uint addata0; uint p;//求平均用

void init_port(void) { DDRD=0X00; PORTD=0XFF;

DDRA=0xff;//12864端口初始化 PORTA=0x00; DDRB=0Xd3;//pwm端口初始化 PORTB=0x04; }

void delay(unsigned int x) {

单片机最小系统和DC/DC升压电路

43

unsigned int i,j; for(i=x;i>0;i--)

for(j=0;j<330;j++); }

unsigned int adc_init(void) {

DDRA&=~BIT(PA0);

PORTA&=~BIT(PA0);//*端口设置

ADMUX=0B11000000;//*选择ADC通道0 //ADMUX=0B00000001;//*选择ADC通道1 ACSR=0x80;//关模拟比较器 ADCSRA=0X86;//*ADC使能

ADCSRA|=BIT(ADSC);//*开始转换

while(!(ADCSRA&(BIT(ADIF)))); //*查询法确定等待是否转换完成 addata0=ADCL; //读数据寄存器 addata0=addata0+ADCH*256;//*接收数据 ADCSRA&=~BIT(ADIF); //*清标志 ADCSRA&=~BIT(ADEN); //*关闭转换 return addata0; }

void xieru(uint m) {

Lcd_WriteCmd(0x90+5); //Lcd_WriteData(m/10000+0x30); //Lcd_WriteData(m000/1000+0x30); Lcd_WriteData(m00/100+0x30); Lcd_WriteData(m0/10+0x30); Lcd_WriteData(m+0x30); }

void main(void) {

init_port();//端口初始化 Lcd_Init();//显示初始化 init_pwm();//PWM初始化 dutfactor0(47);//设置占空比 dutfactor2(47);// Lcd_DisplayString(0,1,\小功率逆变器\ Lcd_DisplayString(1,0,\输出电压： V\ // Lcd_DisplayString(2,0,\输出电流： A\ Lcd_DisplayString(3,0,\输出频率：50 Hz\ while(1) {

44

}

p=adc_init(); p=(p*2.65)/1023*169; xieru(p); delay(6000);

}

//显示程序//

#include #include //sbit SID=P2^0; //sbit SCLK=P2^1;

#define setSID PORTA |=BIT(3); #define clrSID PORTA &=~BIT(3); #define setSCLK PORTA |=BIT(4); #define clrSCLK PORTA &=~BIT(4); //sbit RSa=P2^4;//串行片选段，高电平即可； //sbit PSB=P2^1;//并/串口选择； //sbit RST=P2^3;//复位口；高电平； //SID为RW口，SCLK为E口

//RS,RST口接高电平，PSB接低电平，A为高电平，K为低电平 #define uint unsigned int #define uchar unsigned char void Delay(uint tt) { //while(tt--) ; uchar m; uint n; for(m=150;m>0;m--) { for(n=tt;n>0;n--); } }

/*void ClrScreen() { Lcd_WriteCmd(0x34); //扩充指令操作 Delay(15);

Lcd_WriteCmd(0x30); //基本指令操作 Delay(15);

Lcd_WriteCmd(0x01); //清屏 //Lcd_WriteCmd(0x01);

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本文来源：https://www.bwwdw.com/article/gpeo.html