半导体器件物理金属-半导体接触和MES FET - 图文

第八章 金属/半导体接触和MESFET

自从Lilienfeld和Heil在1930年提出场效应晶体管（FET）的概念起，直到20世纪50年代半导体材料工艺发展到一定水平后才做出了可以实际工作的器件。所谓场效应就是利用电场来调制材料的电导能力，从而实现器件功能。除了前面讨论过的MOS、MNOS、MAOS、MFS等都属于场效应器件外,还发展了结型场效应管(J-FET), 肖特基势垒栅场效应管（MES FET）等。本章从金属与半导体接触出发，讨论MES FET的结构和工作原理。

8.1. 肖特基势垒和欧姆接触 8.1.1. 肖特基势垒

当金属和半导体接触时，由于金属的功函数与半导体的功函数不同，在接触的界面处存在接触电势差，就会形成势垒，通常称为肖特基势垒。下面以金属与n型半导体接触为例来讨论肖特基势垒的特性。

(1) 理想情况：假定接触处的半导体表面不存在表面态，图8.1(a)是金属与半导体接触前的能带图(非平衡条件下，其中qφm和qφ

S

分别为金属和半导体的功

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图8.1

函数，qχ为半导体的电子亲和（势）能。功函数定义为将一个电子从Fermi能级移到材料外面（真空能级）所需要的能量，电子亲和能是将一个电子从导带底移到真空能级所需要的能量。

当金属与半导体接触时，由于费米能级有差别，电子要从Fermi能级较高的n型半导体一边流向Fermi能级较低的金属一边，最后达到平衡，即两者的Fermi能级相平，如图8.1(b)所示。这时形成了金/半接触的势垒，该势垒高度就是金属一边的电子要进入半导体必须克服的势垒高度。由图可见，在理想情况下，势垒高度应为金属功函数和半导体电子亲和能之差： qφ

Bn=qφm-qχ

(8.1.1)

n型半导体的内建电势差Vbi为（也等于两边费米能级之差）：

Vbi=φm-φS (8.1.2)

令n型半导体的Fermi势为ψF，则金/半接触势垒高度与半导体自建电压的关系为: qφ

Bn=qVbi+（Eg/2 - qψF）

(8.1.3)

由于n型金属一边的电子流向金属，因此半导体一边将带正电，金属一边将有负的表面电荷。形成的表面电场的方向是从半导体一边指向外边（指向金属），相当于半导体表面势为负，半导体电势能从表面向内减小, 半导体表面能带向上弯曲。这种金/半接触形成的结与P+-N结的情况很相似。半导体表面势垒区的宽度主要决定于n型半导体的掺杂浓度，这是因为根据电中性条件半导体中所带的正电荷与金属中的负电荷相等，而半导体中正的施主电离杂质浓度远小于金属中电子的浓度，由qAWmn=qAWND知，Wm<

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金/半接触的势垒宽度可以通过求解泊松方程的方法得到： d2ψ/dx 2=-ρ/ε0ε (8.1.4) ρ=qND (在W内)

=0 (在W外) (8.1.5) 边界条件为： (1) ψ(x=0)=0

ψ(x=W)=Vbi (8.1.6) (2) E(x=W)=0 (图8.1(d))

可以解得 W=[2ε0εVbi /qND]1/2 在外加电压V时，上式成为：

W=[2ε0ε(Vbi-V) /qND]1/2 (8.1.7)

正偏时V取正值，反偏时V取负值。 半导体内单位面积正空间电荷的值由图8.1(c) 可知为:

QSC=qNDW=[2qε0εND(Vbi-V)]1/2 (8.1.8)

单位面积耗尽层（势垒）电容为:

C=dQSC/dV =[ qε0εND/2(Vbi-V)] 1/2 (8.1.8’) 它的量纲是F/cm2。

对于金属与P型半导体接触的情况可以用完全相同的方法进行讨论。如图8.2所示，

qφ

Bp=qVbi+(EG/2-qψF)

(8.1.9)

3

? 反阻挡接触: 上面2种情况形成金/半接触势垒（阻挡接触）的条件是n型半导体的功函数比金属的功函数小，以及p型半导体的功函数比金属的大。如果n型半导体与功函数比它小的金属接触，或者p型半导体与功函数比它大的金属接触，在简单模型情况下，二者都不会形成势垒区（或阻挡层），而是形成高电导的所谓反阻挡层。例如当qφm< qφS形成接触时，金属一边的电子会流向n型半导体一边，n型半导体表面将造成电子的积累，这是高电导区。而金属一边因失去电子而带正电，这时在金/半接触区也有电场形成，其方向是从金属指向半导体，因此半导体表面能带下弯，正说明电子积累。按照简单模型,可得出下表所述的结论： ｎ型半导体 p型半导体 金属功函数大 阻挡层 反阻挡层 金属功函数小 反阻挡层 阻挡层

(2)

实际金/半接触势垒---表面态和界面层的影响

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? 表面态的影响:

在实际的金/半接触中，由于晶格不连续，半导体表面的情况与体内不同，在半导体表面必定存在大量表面态（或称界面态）。通常这些表面态处于禁带内，几乎是连续分布的。为了描述表面态，引进一个表面中性能级（或称表面Fermi能级）qφ0。当qφ0以下的表面能级全部被电子占有，而其以上的表面态全部空时，半导体表面是中性的；当低于qφ0的表面态空时（缺少电子）表面带正电，它的作用与施主能级相类似；当高于qφ0的表面态有电子时，半导体表面带负电，它的作用类似于受主。如果qφ0与半导体的Fermi能级重合，则表面态和半导体内部没有电子交换。实际上对于n型半导体，如果EFn> qφ0，这时体内有一部分电子会去填充表面能级，使表面能级的电子填充水平高于 qφ0，因此表面带负电，而靠半导体内部的一层因少掉电子而带正电。这样，在热平衡时EFn与qφ0近似相平，在半导体表面一薄层内就形成一个空间电荷区，即势垒区，表面电场的方向是从半导体内部指向表面，而能带正好相反，即表面能带上弯。如图8.4所示：

? 界面层的影响:

在制备半导体表面时，不可避免会形成很薄的氧化层或有些杂质沾污，它们夹在金属/半导体之间形成一个界面层。在与金属接触之前，表面态的密度显然要比清洁表面的时候小得多。接触时由于EFn较高，体

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内的电子同样要去填充表面能级，因为表面态密度低，故随着电子的填充，表面填充水平将提高。达到平衡时表面电子填充水平与半导体Fermi能级EFn相平，当然此时EFn要比电中性时的qφ0高出一段Δφ0。显然，表面处由于增加电子而带负电，半导体体内少掉电子而带正电，形成势垒区，表面能带向上弯曲。能带图如图8.5 所示：

由于界面层很薄，电子可以从半导体一边穿过界面层到达金属一边。在无表面态时，进入金属的电子全由半导体提供（简单模型情况）。表面态密度很大时，进入金属的电子全由表面态提供，这是无界面层的情况。存在界面层时，表面态密度较小，进入金属的电子一部分由半导体体内提供，另一部分由表面态提供。平衡时EFm与EFn相平，也与表面能级实际填充高度 (qφ0+Δφ0) 相平。设半导体空间电荷面密度为QSC（正电荷），表面能级带一部分负电荷，其面密度为QSS，金属上的负面电荷密度为QM。因而半导体表面有电势差，能带上弯；界面层内也有电场，其能带也向上倾斜，其金属一边比半导体一边电势能高qΔ。从图可见金/半接触的势垒高度qφ

Bn为：

qφ

Bn=EG-(qφ0+Δφ0)= EG-qφ0-Δφ0 (8.1.10)

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上式说明有界面层时,金/半接触势垒高度比清洁表面时来得低. (3)

实际的金/半接触势垒高度公式.

根据电中性条件，

QSC= -(QSS+QM) (8.1.11) 因而 QM= -( QSC+ QSS) (8.1.12) 令半导体势垒区杂质全部电离，

QSC=qNDW=[2qε0εNDVbi]1/2 (8.1.8) QSC=qNDW=[2qε0εND(φ再求QSS:

令表面态密度为DS(个/cm2eV)，它与能量无关，则负的表面态面电荷密度为

QSS= -qDSΔφ0= -qDS(EG-qφ而后求QM：令界面层的介电常数为ε

Bn-qφ0)

1/2

-V)] (8.1.13) Bnn

(8.1.14)

QM

OX，由高斯定律，面电荷密度为

时，该电荷分布在界面层中产生的电场强度为 Ε= -QM/ε

OXεO

(8.1.15)

界面层两端的电势差为Δ, 若界面层厚度为δ,界面层电场也可写为 Ε=Δ/δ (8.1.16) 因此

Δ=-δQM/ε另外，由图可知

q??q?m?q?Bn?q?

(8.1.18)

OXεO

(8.1.17)

将(8.1.17)与(8.1.18)相等，可得QM

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QM??ox?0?q?m?q?Bn?q??q?

(8.1.19)

将上式代入(8.1.12)并利用(8.1.13)和(8.1.14)可得到

??ox?0?q?m?q?Bn?q??q???{?2?ox?0qND??Bn?Vn?? ?qDS?Eg?q?Bn?q?0?}

1/2

(8.1.20)

1/2 q?m?q?Bn?q???q??ox?0?{?2?ox?0qND??Bn?Vn?? ?qDS?Eg?q?Bn?q?0?} 这就是qΦBn所满足的方程，可由此解出势垒高度q?Bn

(8.1.21)

q?m?q??q?Bn?1?q?DS?ox?0????q?DS?ox?0??Eg?q?0? (8.1.22)

22上式中将(8.1.21)内有根号的一项忽略了，因为?很小，DS较大，令 C1??ox?0可得

?Bn?C1?q?m?q???(1?C1)?Egq??0?????q?DS? ox02 (8.1.23)

(8.1.24)

这就是实际金半接触势垒高度的一般表示形式，由上式可见势垒高度与金属的功函数成线性关系，当DS趋向无穷大的时候，C1趋于0，则?Bn过渡到q?Bn = Eg ?q ?0，即理想情况，它与金属功函数无关。 实验表明，对于金半接触，q?Bn与q?m确实是线性关系。

q?m q?Bn Al 4.20 0.50 Ag 4.31 0.56 Cu 4.52 0.69 Au 4.70 0.81 可用作图法求出此直线方程： q?Bn= 0.67q?m ? 2.33

(8.1.25)

与（8.1.24）式比较，可得C1 = 0.67

q?Bn?0.67q?m?0.67q??0.33?Egq??0??0.67q?m?2.33

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由q?及Eg可估算出q?0约在价带顶上部0.3 eV处。 8.1.2. 欧姆接触

金属/半导体接触的另一个重要应用是作为器件引线的电极接触。它要求接触电阻小，与半导体的体电阻相比可以忽略，从而不影响器件的电学特性，表示欧姆接触性质的基本参数是接触电阻率?C，它的定义为 ?C??dJdV?V?0 [??cm2]

?1 (8.1.26)

为了获得低的?C，可以采用高掺杂浓度的n型半导体或是低势垒高度的金属/半导体接触。

8.2. 金半接触的伏安特性 8.2.1. 金半接触的整流特性 1. 定性分析

金半接触的表面势垒具有整流作用。 所谓整流作用就是在其上加上正向电压（金属一边加正电压，N型半导体一边加上负电压）时，有电流流过，当加上反向电压时只有很小的反向漏电流流过。可定性分析其整流过程如下:

不加外电压时，表面势垒处于平衡状态（采用简单模型），其能带图如图8.6(a)，如果加上正向电压，由于外电压所产生电场方向与势垒区中原有的电场方向相反，势垒高度将降低qV，其能带图如图8.6(b)所示，这时n型半导体一边的电子将比无外场时容易越过势垒跑到金属一边去；从金属一边看过去，势垒高度基本不变，因为外电压主要降落在半导体表面势垒区。这样，原来的平衡被破坏了，电子从半导体流向金属即形成了从金属

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流向半导体的正向电流。外加电压越高，势垒降低越多，正向电流应该越大。如果外加反向电 压，势垒高度增大，这时由于半导体一边的Fermi能级降低（图8.6(c)），金属中的电子将流向半导体，形成反向电流。但金属一边能量比Fermi能级高出q?Bn的电子数目本身就不多，因此反向电流很小。因而定性说明了金／半接触与PN结相似，具有整流特性，故又称为金／半接触二极管或肖特基二极管。

2．载流子输运机理 (1) 热电子发射过程：

对于金／半二极管，不管在加正向或是反向电压时，如果认为通过势垒的载流子都是能量比较高的热载流子，这种由热电子输运形成电流的机理称为热电子发射。反偏时由于热电子较少，故反向电流较小。

热电子发射机理往往在半导体掺杂浓度较低，势垒较宽时，或温度较高时适用。这时金/半接触形成良好的二极管整流特性。例如Al与浓度为1017 cm-3的n型Si接触便可形成良好的肖特基二极管。 (2) 隧道效应 ?? 场发射机理

热电子发射不是金／接触中载流子输运过程的唯一机理。当半导体掺杂浓度较高，表面势垒宽度较小时，在半导体中靠近导带底的电子有可能由隧道通过势垒区到达金属一边。这是因为电子具有波粒二象性，有一定的几率通过能量比它高的势垒，称为隧道效应。同样，金属中的电子也由

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得好。可用于微波领域。

金/半二极管在加正向电压时，n型半导体一边的热电子将越过势垒顶进入金属，与声子相互作用将能量交给晶格，热电子就成为通常金属中的电子，在电场作用下，形成漂移电流。由于转移能量的时间极短（10－13秒）,不会在金属中产生储存效应。但在正向电压下，并不是一点储存效应也没有。因为金属价带中的空穴可以进入半导体的价带中去，这些空穴对n型半导体而言是非平衡少子。其数值比热电子发射电流小得多，故在前面讨论伏安特性时未计及。既然为非平衡少子，也会产生一定的电荷储存效应。在反向工作时就有一定的储存时间（反向抽取时间）。其影响可估算如下： 从金属注入半导体的空穴在势垒区边界x＝0处（见图8.8）的浓度为pn（0），在扩散区随x有一个分布pn（x），构成浓度梯度?p(x)/?x，假定扩散区的电场为ê，空穴电流包括两部分：一部分是浓度梯度?p(x)/?x形成的扩散电流；另一部分是电场ê对空穴的漂移作用：

jP＝－qDP?p(x)/?x＋qμPp（x）ê (8.3.1)

在正向注入较小时，扩散区的压降即电场ê较小。空穴浓度本身也小，故上式中右边第二项可以忽略。令空穴扩散长度为LP，则有 jP＝qDP?p(x)/?x＝qDP[pn（0）- pn0]/LP

= qDPpn0[exp(qV/KT)-1]/LP= qDPni2[exp(qV/KT)-1]/LPND (8.3.2) 若热电子发射电流为jn，则总的正向电流为

j＝jn＋jP＝（j0＋qDPni2/ LPND）[exp(qV/KT)-1] (8.3.3)

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可以引进一个注入比：

γ0＝jP/( jn＋jP) ≈jP/jn= qDPni2/LPNDA*T2exp(-qфBn/KT) (8.3.4) 在室温下，如果ND＝1016cm-3, τ

P=10

-6

秒，DP＝13 cm2 /S, LP=(τ

P

DP)1/2=3.6*10-3cm, ni=1.5*1010 cm-3, ФBn=0.7eV, j0=5*10-5安培/厘米2， 则可以得到

γ0＝2.6*10-7 (8.3.5)

这说明空穴电流在正向电流中只占有很小的比例。正向电流主要是热发射电子电流，故储存电荷（空穴）很小，可以忽略。 由γ0的公式可知如果ND过低，寿命τγ0增大。

通常在小注入情况下，漂移电流jP比较小时，γ0总是一个小量。如果注入足够大，少子空穴的漂移电流不能忽略，而且在漂移电流与空穴扩散电流相比起主要作用时，情况变掉了。可以证明这时的注入比为

γ＝（ni2/ND2）(μP/μn)(j/j0) (8.3.6) 对于ND＝1015cm-3,j0=5*10-7 安培/厘米2的金属－n型Si二极管，在电流密度j＝350安培/厘米2时，γ可达5％；

由此可见，在大电流密度时，为了降低注入比，必须用ND较大的低阻材料，j0较大、ni较小的金/半系统.

? 反向恢复时间：可以用与PN结二极管完全类似的方法分析金/半二极管从开态变到截至态的瞬态过程。

金/半二极管正向时储存的电荷决定于正向少子（空穴）电流IP＝jPA；

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P过低，势垒高度变大，都会使

γ＝ IP/I=jP/j

Q =IPτP=γIFτP (8.3.7) 当管子从正向转为反向时，这部分电荷将由反向抽取电流抽出，以及在扩散区复合掉。

如果储存电荷在tr时间内消失，则由于反向电流Ir抽走的电荷为Irtr；在反向恢复过程中储存电荷的平均值为Q/2;单位时间内复合的储存电荷为 Q /2τP,在tr时间内复合掉的空穴（储存电荷）为（Q/2τP）tr； 因此有等式

Q＝Irtr＋（Q/2τP）tr tr称为反向恢复时间

tr＝Q/[Ir+（Q/2τP）]= γIFτP/[ Ir+(γIF/2)] (8.3.8) 在IF＝Ir的条件下，γIF/2??IF

因而有 tr=γτP; 由于γ很小，故tr很小。

例如：前面的例子中，τP＝1微秒，γ＝2.6*10-7， tr=2.6*10-4ns。由此可见在小注入时金/半二极管的反向恢复时间很短，电荷储存效应完全可以忽略。决定其开关时间的主要是它的电容效应。

? 金/半二极管的电容－电压特性：

金/半二极管与P＋-N结相似,具有势垒电容。单位面积势垒电容的值为 C＝[ε0εqND/2(Vbi-V)]1/2 (8.3.9) 上式说明在正偏时势垒电容较大，在反偏时较小。

金/半二极管的C－V关系可用来测量它的势垒高度及掺杂浓度。方法

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是利用

1/C2 = 2(Vbi-V)/ε0εq ND＝2VD/ε0εq ND-[2/ε0εq ND]V (8.3.10) 在不同电压下测量C的值，作1/C2与V的关系图，得到一直线。由直线的斜率即可得到半导体的掺杂浓度

ND＝2/[kε0εq] (8.3.11) 由截距可得VD，从而得到势垒高度ΦBn

ΦBn＝qVD＋Eg－KT ln(ND/ni) (8.3.12)

8.4. MESFET 的结构和基本特性 8.4.1. 基本结构

MESFET的基本结构与结型场效应管相同，只是用肖特基势垒代替了PN结，通过其耗尽层厚度的变化来调制电流通道的横截面。与J－FET相比，MESFET有其优点：金/半接触势垒在低温下形成，不必采用高温工艺，故可采用电子迁移率高、饱和速度大的化合物半导体例如GaAs来制造，从而得到开关速度快、频率高的器件。

N沟GaAs MESFET在微波和高速数字电路中有重要应用。实际的GaAs MESFET是在半绝缘的GaAs衬底上由离子注入或薄膜生长形成的n型GaAs层上制作的。采用半绝缘的GaAs衬底是为了减小寄生电容和便于器件之间的隔离。此外，栅极金属一般用难熔金属（例如TiW合金）同时充当形成漏、源接触区的掩膜，使源、漏接触区尽可能靠近栅极，以便减小沟道两端的串联电阻。

下图是MESFET的结构示意图，使用时源极一般接地，栅极电压和漏

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极电压都是相对源而言的。正常工作时漏极正偏，因而肖特基结的耗尽区向漏端偏移；栅极电压应小于肖特基结的正向导通电压以避免明显的栅极漏电流。对n－GaAs MES FET，VGS的最高极限值为＋0.7V，GaAs的掺杂浓度约为ND＝1017cm-3.W和L分别为沟道宽度和长度。

8.4.2. 夹断电压和阈值电压

假定GaAs是均匀掺杂的，则由P＋－N结理论，耗尽层厚度为 h(y)={2ε0ε[Vbi-VGS+V(y)] /qND}1/2 (8.4.1)

V(y)为沟道内y处相对于源端的电势，在漏端V（L）＝VDS；y处肖特基势垒上的总电势为 Vbi-VGS+V(y)；当h＝a时，耗尽层边界与衬底接触，相应的总电势称为夹断电压，以VP表示。显然有

VP＝qNDa2/2ε0ε (8.4.2)

若忽略串联电阻的作用，则在沟道源端（y＝0）有V（y=0）=0,因此使耗尽层边界和衬底接触的临界栅压为

VT＝Vbi －VP （8.4.3）

VT 为阈值电压。只有VGS超过VT时器件才会有导电沟道，从而进入导通状态。

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Lg的渡越时间?

?IDS=?QG/? (8.4.29)

将(8.4.28)代入

?IDS=CG?VG/? (8.4.30) 再由(8.4.28)，可得

gm/CG=1/? 因此，截止频率为

fT=1/2?? ? VS/2?Lg

(8.4.31) (8.4.32) 26

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