开关电源有源功率因数校正电路的设计与仿真研究

东北石油大学本科生毕业设计（论文） 摘 要

本文对Boost型功率因数校正技术进行了分析、设计和研究。详细分析了有源功率因数校正器的基本工作原理，通过比较几种不同拓扑的PFC变换器主电路的优缺点，和比较控制电路的几种不同控制方法的优缺点，明确本文所要研究的对象为平均电流控制（ACM）的Boost型功率因数校正器。

在此基础上对Boost主电路和控制电路进行数学建模，得出其状态方程和传递函数，运用仿真软件MATLAB中的Simulink工具，建立了Boost主电路和控制电路的Simulink仿真模型，并得出其仿真结果。

本文根据Boost变换器的特点和要求，设计了一个具体、实用的带PFC功能的开关电源电路，并给出了具体设计步骤和电路参数的计算。

平均电流控制的单相Boost功率因数校正电路，完全能够达到整流、高输入功率因数、升压、稳压、低纹波的目标，具有广阔的应用前景。

关键词：功率因数校正；Boost变换器；仿真

东北石油大学本科生毕业设计（论文） Abstract

Based on the summary of the fruits of the research of the Active Power Factor Correction, the PFC system, which adopts Boost power converter circuit and Average Current Mode control scheme, is well studied in this thesis.

According to the principle and the discussion of the single-phase active power correction, concluding different structures of the main circuit and methods of the controllers, the PFC system, which adopts Boost power converter circuit and Average Current Mode control scheme is indicated as the developing direction of PFC and regarded as PFC system structure.

Then, the state differential equations of ideal Boost converter and the general transfer functions of PWM converter are deduced and the simulation models of ideal converter are showed using MATLAB.

Besides, we design a practical circuit with the function of PFC, giving discrete design steps and the calculation of the circuit parameters.

Finally, we can conclude that the PFC system which adopts Boost power converter circuit and Average Current Mode control scheme can achieve good performance, which can be used widely in the future.

Key words: PFC (power factor correction); Boost converter; Simulation

东北石油大学本科生毕业设计（论文） 目 录

第1章 绪 论 .............................................................................................................. 1

1.1 课题研究意义 ............................................................................................ 1 1.2 功率因数 .................................................................................................... 1 1.3 功率因数校正方法 .................................................................................... 2 1.4 本文所做的主要工作 ................................................................................ 4

第2章 有源功率因数校正技术 .................................................................................. 5

2.1 APFC原理 ............................................................................................... 5 2.2 APFC技术分类 ....................................................................................... 6 2.3 有源功率因数校正的主电路拓扑 .......................................................... 6 2.4 有源功率因数校正技术的工作模式 ...................................................... 7 2.5 有源功率因数校正技术的控制策略 ...................................................... 9

第3章 APFC电路的设计 ......................................................................................... 14

3.1 APFC电路的选择 ................................................................................. 14 3.2 APFC电路的参数设计 ......................................................................... 15 3.3 本章小结 ................................................................................................ 20

第4章 APFC电路的仿真分析 ................................................................................. 21

4.1 MATLAB简介 ....................................................................................... 21 4.2 APFC主电路的仿真 ............................................................................. 22 4.3 Boost型APFC电路的仿真 .................................................................. 25 4.4 APFC电路的优化设计 ......................................................................... 30 4.5 本章小结 ................................................................................................ 33

结 论 ............................................................................................................................ 34 参考文献 ........................................................................................................................ 35 致 谢 ............................................................................................................................ 36

I

东北石油大学本科生毕业设计（论文） 第1章 绪 论

1.1 课题研究意义

随着电子科学技术的发展和应用，电子设备的种类越来越多，其中电源已经成为这些电子设备不可缺少的一部分。同时，它们对电源的要求也越来越高。近年来，开关电源以效率高，功率密度高，电压调整率高，体积小，重量轻等诸多优点而在电源领域中占据主导地位。然而，开关电源多数是通过整流器与电力网相接的，经典的整流器是由二极管或晶闸管组成的非线性电路。这样就造成开关电源的输入阻抗呈容性，网侧输入电压和输入电流间存在较大相位差，输入电流严重非正弦，并呈脉冲状[1]，故功率因数极低，谐波分量很高，给电力系统带来了严重的谐波污染 。为此，国际电工委员会为各种电子设备制定了相应的谐波标准，我国国内的有关委员会也提出了相应的谐波标准。传统的整流电路因为谐波远远超标而面临前所未有的挑战。为了保证开关电源的输入电流谐波能够达到谐波标准的要求，绿化电网环境，功率因数校正（Power Factor Correction，PFC）技术已经成为当今电力电子学领域十分活跃和颇具研究价值的热点。

实践表明，在增加开关电源类装置的功率因数，降低电流谐波含量方面，有源功率因数校正（APFC）技术是应用最为广泛和行之有效的方法。在我国对于电流谐波的要求规范、标准还不健全，有源功率因数校正技术的研究也是方兴未艾，但是它的重要性已经得到了广泛的认可。总之，在各种用电设备中采用 APFC 技术来提高功率因数，提高效率，提高可靠性，减少电源的整机成本，以及提高产品的竞争力方面都具有十分重要的意义。

1.2 功率因数

功率因数是电源对电网供电质量的一个重要衡量指标。根据电工学的基本理论，功率因数（Power Factor）定义为有功功率（P）和视在功率（S）的比值，用公式表示为

PF?PU1I1cos?1I1cos?1????cos?1 （1-1） FU1IRIR式中：

I1：输入电流基波有效值；

1

东北石油大学本科生毕业设计（论文） IR：电网电流有效值；IR?I12?I22?...?In2，其中I1，I2，In为输入电流各次谐波

有效值；

Uo1：输入电压基波有效值； ?Ui1?D?：输入电流的波形畸变因数；

cos?1：基波电压和基波电流的位移因数。

它表示了基波电流有效值在总的输入电流有效值中所占的比?称为畸变因数，

例; cos?1称为位移因数，它反映了输入电流与输入电压之间的相位差。功率因数是畸变因数和位移因数的乘积，很显然，当输入电流与输入电压是同频同相的正弦波时，有PF=1。

1.3 功率因数校正方法

从本质上来讲，功率因数校正技术的目的是要使用电设备的输入端口针对交流电网呈现“纯阻性”，这样输入电流和电网电压为同频同相的正弦波，功率因数为 1，不会产生谐波污染问题。由功率因数的定义和PF=?cos?1总谐波畸变与功率因数的关系可知，要提高功率因数，有两个途径：

(1)使输入电压、输入电流同相位，也就是使?1=0，使相移因数cos?1=1。 (2)使输入电流正弦化，I1?IR (谐波为零），从而

I1?1。 IR综合这两种方法,就可以实现功率因数为 1 的目标，即PF=?cos?1?1?1?1。所以要使 THD 小,功率因数更高，可以从电路上采取措施，使交流输入电流波形完全跟随交流输入电压波形且同相位，使输入电流波形为纯正弦波。具体的方法主要有两种：无源功率因数校正法和有源功率因数校正法[2]。

1.3.1 无源功率因数校正法(Passive Power Factor Correction)

这一方法是在整流器和电容之间串联一个滤波电感，或在交流侧接入谐振滤波器。如图 1-1所示，它是通过大电感 L1 来展宽输入电流的导通角，从而实现提高功率因数的目的。其主要优点是：简单，成本低，可靠性高，EMI 小；主要缺缺点是：尺寸，重量大，难以得到高功率因数（一般可提高到 0.9 左右），工作性能与频率，负载变化及输入电压变化有关，电感和电容间有很大的放电电流。

2

东北石油大学本科生毕业设计（论文）

图1-1 无源功率因数校正电路

1.3.2 有源功率因数校正法(Active Power Factor Correction)

这一方法是在整流器和负载之间接入一个 DC/DC 开关变换器，应用电流反馈技术，使输入端电流波形跟踪交流输入正弦电压波形，可以使输入电流接近正弦。从而使输入端 THD 小于 5%，而功率因数可提高到 0.99 或更高。由于在这个方案中，应用了有源器件，故称为有源功率因数校正(Active Power Factor Correction)，简称 APFC。主要优点是：可得到较高的功率因数，如 0.97~0.99，甚至接近 1，THD 小；可在较宽的输入电压范围（如 90~260V AC）和宽频带下工作；体积，重量小；输出电压也可保持恒定。主要缺点是：电路复杂；成本高；EMI 高；效率会有所降低。如图 1-2所示就是最常见的采用升压方法的 APFC 电路[3]。

由于 APFC 技术的优点正符合开关电源高频化，绿色化的发展趋势，现在 APFC 技术已经广泛应用于 AC/DC 开关电源，交流不间断电源(UPS)及其它电子仪器中。

图1-2 简化的有源功率因数校正电路

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东北石油大学本科生毕业设计（论文） 1.4 本文所做的主要工作

本文在对国内外有源功率因数校正技术分析、研究的基础上，采用理论分析，仿真研究和设计实践的方法对Boost型有源功率因数校正器系统进行深入的研究。

论文主要从以下几个方面展开研究：

（1）概述功率因数校正技术的发展状况及其分类，本课题的主要工作。 （2）在论述有源功率因数校正基本原理的基础上，对有源功率因数校正器几种主电路拓扑进行分析和比较，并总结各自的优缺点；对有源功率因数校正电路的控制策略进行了详细的分类阐述，总结各自的优缺点及适合的应用场合。通过分析比较确定本文研究的对象为平均电流控制模式的Boost型功率因数校正技术。

（3）推导理想Boost变换器的状态方程；建立了Boost变换器的MATLAB数学模型。

（4）设计控制电路的参数，建立电压误差放大器和电流误差放大器的传递函数。

（5）建立Boost型APFC的仿真模型，并比较分析系统在功率因数校正前后的输入电压电流波形和输出电压波形的变化，结果验证本文的方法设计Boost型APFC电路的各参数可获得满意得效果，说明这种设计方法的合理性。

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东北石油大学本科生毕业设计（论文） 第2章 有源功率因数校正技术

2.1 APFC原理

有源功率因数校正技术 APFC(Active Power Factor Correction)伴随着开关电源变换技术的发展而出现。早期，功率半导体技术尚未成熟，有源功率因数校正电路，大多借助于晶闸管电路来实现。随着功率半导体技术的发展，各种性能优异、价格便宜的功率开关器件纷纷出现。现在只有在大功率场合，才会使用晶闸管。基于现代高速半导体开关器件和控制集成电路的现代高频功率电子电路，构成了现代有源功率因数校正控制电路的主流。有源功率因数校正技术，虽然控制复杂，但是其所得的功率因数高，且由于这种方式采用的是开关电源变换技术，开关工作频率高，因此与无源功率因数校正相比较，所需要的滤波电容、电感都要小，体积和重量也就小。随着各种便携式设备的风行，这种校正方式正成为功率因数校正的主流。

有源功率因数校正的基本电路由两大部分组成：主功率电路和控制电路，如图 2-1所示。其基本思想是：将输入的交流电压进行全波桥式整流，对得到的整流直流电压进行 DC-DC 变换。通过相应的控制(PWM 调制)使输入电流平均值自动跟随全波整流电压基准，呈正弦波形，且相位差为零，使输入阻抗呈纯阻性，从而实现功率因数为 1。也可以说功率因数校正电路的基本思想是将整流器与滤波电容隔开，使整流电路由容性负载变为阻性负载。

现有的 APFC 电路一般都采用双环控制，内环为电流环，用来实现 DC-DC 变换器的输入电流与全波整流电压波形相同；外环为电压环，可保持输出电压稳定，从而使DC-DC 变换器输出端成为一个直流电压源。

控制电路 交流 输入 整流器 DC/DC 变换器 负载

图2-1 有源功率因数校正电路原理

5

东北石油大学本科生毕业设计（论文） 2.2 APFC技术分类

有源功率因数校正技术按照不同的标准可以分为很多种：按电网供电方式可分为单相 APFC 电路和三相 APFC 电路；按主电路拓扑结构划分，可分为降压型（BUCK）、升压型（BOOST）、升降压型（BUCK-BOOST）等；按软开关特性划分，可分为零电流开关（ZCS）和零电压开关（ZVS）APFC 技术；按控制方法划分，可以分为 PWM 控制，PFM 控制，单环电压反馈控制，双环电流模式控制，单周期控制等；按照电路结构来划分，APFC 技术可分为两级 APFC 电路和单级 APFC 电路。

两级 APFC 电路由升压 APFC和 DC/DC 变换器级联而成，前级实现功率因数校正，后级实现隔离和降压，其优点是每级电路可单独分析、设计和控制，特别适合作为分布式电源系统的前置级。单级 APFC电路集功率因数校正和输出隔离、电压稳定于一身，结构简单，效率高，但分析和控制较复杂，只适合用于单一集中式电源系统。相对而言，两级 APFC 的校正效果比较理想。

除了以上几种APFC 技术外还有磁放大 APFC 技术，三电平(Three-Ixvel)APFC 技术，不连续电容电压模式((DCVM)APFC 技术等。

2.3 有源功率因数校正的主电路拓扑

功率因数校正技术的目的从本质上来讲是要使用电设备的输入端口针对交流电网呈现“纯阻性”，使输入电流与输入电压始终成正比。要用 APFC 技术来实现这一目的，原则上都必须用电感和电容组成一定的 LC 拓扑网络结构，同时利用功率开关管的开启和关断特性，使 LC 网络在不同的拓扑结构之间来回变化——即功率开关管在开启时 LC 网络为一种拓扑结构，而功率开关管在关断时 LC 网络为另外一种拓扑结构。这样，当 LC 网络在不同的拓扑结构之间来回变化时，一方面可以实现能量的传输(DC-DC 转换)，另一方面可以实现对输入电流的控制(使输入电流与输入电压始终成正比)，以实现功率因数校正的目的。

电力电子技术中的六种基本变换器——Buck, Boost, Buck-Boost, Zeta, Sepic 和 Cuk在原理上都可以构成 APFC 电路，从拓扑结构上来说，Buck、Boost 两种变换器最为基本，而其它的变换器结构都是由这两种基本结构演变而来的。其中Boost变换器具有独特的优点，因而在实际中应用最为广泛。

降压型：噪声大，滤波困难，功率开关管上的电压应力大，控制驱动电平浮动，因此很少采用。

升压型：采用简单电流型控制方法，PF值较高，总谐波失真小，效率高， 但是输出电压高于输入电压，适用于75-2000W功率范围的应用场合，应用最为广泛。 升压型APFC电路具有以下优点：电路中的电感L适用于电流型控制；

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东北石油大学本科生毕业设计（论文） 由于升压型APFC电路的预调整作用，在输出电容器C上保持高电压，所以C的体积小，储能大；在整个交流输入电压变化范围内能保持很高的功率因数；输入电流连续，并且在APFC电路开关瞬间输入电流较小，易于进行EMI滤波；升压电感L能阻止快速的电压、电流瞬变，提高了电路工作的可靠性[4]。

降/升型：需要两个功率开关管，其中一个功率开关管的驱动控制信号浮动，电路复杂，较少采用。

Cuk变换器的发展思路是把Boost和Buck变换器串联起来进行演变，因而Cuk变换器又名Boost-Buck串联变换器。它的特点为：无论在功率开关管S导通还是关断时，可以知道电感L1和L2上的电流都可以保持连续，并且输入电源电流始终和流过电感L1的电流相等，这点与单一的Boost变换器电路的电流输入特性是相同的；通过增加电感L1和L2的值，可以使得交流纹波电流的值很小，这一特点使得它在应用中常常不需要附加抗电磁干扰（EMI）滤波器，并使体积小型化；可以实现降压和升压。

2.4 有源功率因数校正技术的工作模式

APFC电路在通常情况下需要用电压-电流的双环反馈来控制，这在一定的程度上会使PFC电路显得较为复杂。

由于Boost变换器具有控制容易，输入电流可以连续且纹波电流较小等诸多优点，因而得到了广泛的应用，为了方便叙述，这里主要用Boost变换器作为描述和分析的对象。

根据电路输入电流检测和控制方式，APFC 电路的工作模式可分成两种：电感电流连续（Continue Current Mode,CCM）和电感电流不连续工作(Discontinue Current Mode,DCM)两大类[5] 。

不连续导电控制模式（DCM）又称为电压跟踪控制（Voltage-follower Control）方式，主要有恒频、变频方式等，它是APFC控制中简单而实用的一种控制方式，应用较广。为了获得理想的稳压输出，需要输出电压闭环反馈控制环节，开关由输出电压误差信号控制。在一个开关周期电感电流的平均值正比于输入电压，因此输入电流波形自然跟踪输入电压波形[6]。

（1）恒频方式

图2-2给出了Boost电路的DCM控制原理图，电压调节器E/A的频带宽度取10-20Hz，确保稳态时输出占空比在半个工频周期内保持不变。恒频控制时开关周期恒定，电感电流不连续。电感电流在一个开关周期内的平均值为 Iavg?

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VdTon(Ton?Tdo)n （2-1）

2LTs

东北石油大学本科生毕业设计（论文） L

Vg Vi ~ VD S + C Vo R 负载

PWM E/A VREF 图2-2 DCM控制原理图

式中Vd为整流后的电压；Ton为功率开关管S的导通时间；Tdon为二极管VD的续流时间；Ts为开关周期。

式（2-1）中Tdon恒定，DC/DC变换器输入侧等效为阻性负载，整流器交流侧电压电流同相位。实际上，Tdon在半个工频周期内并不恒定，导致输入平均电流有一定程度的畸变。

输出电压与输入电压峰值的比值越大，输入电流畸变程度越小。该方式下的电流THD可控制在10%以内。

（2）变频方式

式（2-1）中，若Ts?Ton?Tdon，则输入平均电流只与导通时间有关，保持Ton恒定，输入电流理论上无畸变，这就是变频控制原理。变频控制方式下电流工作于临界DCM状态，集成控制器UC3852可实现上述功能。

当占空比和开关频率固定时，输入电流的平均值正比于输入电压，因此不再需要电流控制环输入电流的平均值就能自动跟踪输入电压呈正弦波形。

DCM 控制方法的一个基本特点就是电感能量的完全传输，即在每一个开关周期中，转换电感都必须把从电源中获得的能量完全转移到蓄能电容(输出电容)中去。DCM 模式的输入电流自动跟踪电压，功率管实现零电流开通，不承受二极管的反向恢复电流。但是由于变换器工作在不连续导电模式下，需要较大的输入滤波器。开关不仅要导通较大的通态电流，而且将关断更大的峰值电流并引起很大的关断损耗，使开关的使用寿命降低，同时还会产生严重电磁干扰，DCM 模式可以采用恒频控制、变频控制、等面积控制等控制方法，这种工作模式的 APFC 一般功率小于 200W。

CCM 模式的电感电流连续，输入电流纹波和输出电流纹波小、EMI 小，滤波器体积小，电流峰值比 DCM 模式要小，器件的应力相对也更小。但是它的控

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东北石油大学本科生毕业设计（论文） 制方法比较复杂，开关损耗较大，制作成本也比较高，通常需要使用乘法器，采用电流闭环控制，且开关管工作于变频或 PWM 控制方法。这种工作模式一般适用于大功率、大电流的产品中。

2.5 有源功率因数校正技术的控制策略

按照测量控制输入电流方法的不同，APFC 可以有多种控制策略，在电流连续情况下，经典控制策略中又主要有三种基本的控制方式：峰值电流控制，滞环电流控制，和平均电流控制[7][8]。

现以Boost型PFC电路为例来说明这三种控制方法的基本原理[5][6]，假设电路工作模式为CCM（电感电流连续模式）。

（1）峰值电流控制（Peak Current Mode Control）

图2-2是峰值电流控制模式PFC电路原理图。其中功率管的开关周期恒定不变为T。输入电压信号和输出电压的反馈信号相乘，形成一个与输入电压同频同相的电流控制参考信号（基准电流环信号）。功率管S导通，电感L充电时，电感电流的检测信号和基准电流环信号相比较，当电感电流上升到基准信号值时，触发逻辑控制部分使功率管S关断，电感开始放电，当一个开关周期T结束时，功率管重新导通。图2-3是在半个工频周期内，功率开关管的控制波形和电感电流波形

iL的示意图。

L S VD Vo C R Vi ~ 电感电 流检测 输入电 压检测

逻辑 控制 电流比 较测量 乘法器负载 斜波补偿 基准电流 电感电流 误差放大 基准 图2-3 峰值电流控制原理图

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东北石油大学本科生毕业设计（论文）

图2-4 峰值法控制时电感电流波形图

峰值电流控制法来实现Boost型PFC电路时的最主要问题是：被控制量是电感电流的峰值，因此并不能保证电感电流即输入电流平均值和输入电压完全成正比，并且在一定条件下会有相当大的误差，以至无法满足THD很小的要求；峰值电流对噪声也很敏感；占空比大于0.5时产生次谐波振动；需要在比较器输入端加谐波补偿。因此在PFC电路中，这种控制方法已经逐渐趋于淘汰。

L Vo VD S R 负Vi ~ C 载 斜波逻辑 补偿 控制 电感电 上限 流检测 上、下限 电感电流 比较测量下限 输入电 误差压检测 乘法器 基准 放大

图2-5 滞环电流控制原理图

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东北石油大学本科生毕业设计（论文） 图2-5是滞环电流控制方法实现Boost型PFC电路的原理图和在半个工频周期内，功率开关管S的控制波形和电感电流波形的示意图。和峰值电流控制法不同的是，被控制量是电感电流的变化范围。输入电压信号和输出电压的反馈信号相乘，形成两个大小不同的与输入电压同频同相的电流控制参考信号，即：上限基准电流环信号和下限基准电流环信号。电感电流的检测信号需要和两个基准电流环信号相比较来产生对功率开关管的控制信号，其控制步骤为：当功率管S导通，电感L充电时，电感电流的检测信号和上限基准电流环信号相比较，当电感电流上升到上限基准信号值时，触发逻辑控制部分使功率管S关断，电感开始放电；当电感电流下降到下限基准信号值时，触发逻辑控制部分使功率管S导通，电感L重新充电。

这种控制模式下，功率管的导通时间是恒定的，而关断时间是变化的，因此

imax为上限电流基准，功率管的开关周期是变化的。图2-6中实线为电感电流iL，imin为下限电流基准。电流滞环的宽带度决定了电流纹波的大小，它可以是固定值，也可以与瞬时平均电流成比例。

图2-6 滞环电流控制时电感电流波形图

滞环电流控制法对Boost型PFC电路而言是一种较为简单的控制方式，由于控制中没有外加的调制信号，电流的反馈和调制集于一身，因而可以获得很宽的电流频带宽度，电流动态响应快，具有内在的电流限制能力等优点。它的主要缺点是：负载对开关频率影响很大，因此设计滤波器时，要按最低开关频率考虑不可能得到体积和重量最小的设计；滞环宽度对开关频率和系统性能影响很大，需要合理选取；当输入电源电压近零时，两个基准信号的差值很小，由于比较器精度及延迟等因素，容易引起过零点电流死区问题，这一般需要对电路加以补偿来解决。

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东北石油大学本科生毕业设计（论文） （3）平均电流控制

平均电流控制模式PFC电路原理图2-7所示，平均电流控制在功率因数校正中应用最为广泛，其输入电感电流波形如图2-8所示。它把输入整流电压和输出电压误差放大信号的乘积作为基准电流，并且电流环调节输入电流平均值，使其与输入整流电压同相位，并接近正弦波形。输入电流被直接检测，与基准电流比较后，其高频分量的变化，通过电流误差放大器被平均化处理。放大后的平均电流误差与锯齿波斜坡比较后，给开关管驱动信号，并决定了其应有的占空比，于是电流误差被迅速而精确地校正。 L

Vi ~ VD Vo S R C 负载

信号比较器 R Q S 振荡器

- + Vref 乘法器 CA + - 图2-7 平均电流控制原理图

图2-8 平均电流法控制时的电感电流波形

平均电流控制的特点是被控制量是输入电流的平均值，因此THD和EMI都很

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东北石油大学本科生毕业设计（论文） 小；对噪声不敏感；电感电流的峰值与平均值之间误差很小；原则上可以检测任意拓扑、任意支路的电流；可以工作在CCM或DCM模式；并且开关频率是固定的，适用于大功率的场合，是目前PFC中应用最多的一种控制方式。

表2-1为这三种控制方法的基本特点，通过对比三种控制方式的优缺点来选择合适的控制方式。

表2-1 三种常用PFC控制方法

控制方法 电流峰值 电流滞环 平均电流 检测电流 开关电流 电感电流 电感电流 开关频率 恒定 变频 恒定 工作模式 CCM CCM 任意 对噪声 敏感 敏感 不敏感 使用拓扑 Boost Boost 任意 注 需斜率补偿 需逻辑补偿 需电流误放大 2.6 本章小结

本章首先分析了有源功率因数校正技术的基本原理，然后在比较 APFC 电路几种不同拓扑结构和工作模式特点，同时对有源功率因数校正技术的控制策略作了详尽的介绍。

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东北石油大学本科生毕业设计（论文） 第3章 APFC电路的设计

3.1 APFC电路的选择

Boost 型 APFC 电路的输入电流必须被强制或调节到同输入电压成正比，需要反馈信号来控制输入电流，可采用峰值电流型控制，滞环电流型控制和平均电流型控制。峰值电流型控制有一个低增益、宽频带的电流环，其通常不适于高性能的 APFC，因为在调节信号和电流之间存在严重误差，这将产生畸变和低功率因数；滞环电流控制由于负载大小对开关频率影响很大，无法得到体积和重量最小的设计；而平均电流型控制则在围绕升压功率级的反馈环路中用一个放大器使输入电流以极小的误差跟踪调节信号，达到高功率因数，同时相对比较容易控制，而且定频电流控制，稳定性高、失真小，对于中、大功率开关电源比较适合。本章首先来分析平均电流控制 Boost 型 APFC 电路的工作原理，然后在此基础上对其进行小信号建模。相比较而言，升压式APFC具有功率因数高，电流波形失真小，输出电压高等显著优点，因此，功率因数校正电路选择升压型主电路。

L

VD Vo

R 负 S Vi ~ C 载 输出电输入电 压检测 流检测

输入电

压检测 驱动 CA +

乘法器 -

-

+ VA Vref 图3-1 Boost有源功率因数校正原理图

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东北石油大学本科生毕业设计（论文） 根据第二章中关于APFC控制方式的介绍，结合各自的优缺点，我们选择CCM控制模式下的平均电流控制方案，并基于集成芯片UC3854设计起参数和建立仿真模型。UC3854是美国Unitrode公司开发的基于平均电流的Boost型APFC控制IC，具有带宽高，输入电流跟踪能力强等优点。

APFC电路同时具有整流和稳压功能，即整流要求输入功率因数为1，稳压要求输出电压稳定。为此，PFC电路必须同时引入电压和电流反馈构成一个双环控制系统，外环实现输出电压稳定，内环实现输入电流整形，使之成为与输入电压同相位的标准正弦波。

现介绍Boost型功率因数校正电路的基本原理[9]。图3-1所示为一个Boost有源功率因数校正器的原理图。主电路由单相桥式整流器和DC/DC变换器组成，控制电路包括基准电压Vref及电压误差放大器VA、乘法器M、电流误差放大器CA、脉宽调制器和驱动器等组成，负载可以是一个开关电源。

Boost型APFC的工作原理如下：主电路的输出电压与基准电压值比较后，输入给电压误差放大器，电压误差放大器的输出和整流后的输入电压共同加到乘法器中，乘法器的输出作为电流反馈控制的基准值，与检测到的输入电流信号进行比较后，输入到电流误差放大器并加到PWM及驱动器，来控制开关S的通断，从而使输入电流（即电感电流）与整流输入电压波形基本同相，使电流谐波大为减少，提高了输入端功率因数，同时保持输出电压稳定。

3.2 APFC电路的参数设计

本文说研究的单相Boost有源功率因数校正器，其技术指标如下： 输入交流电压Vin：80~270V 输入频率f：50Hz 输出直流电压Vo：400V 开关频率fs：100KHz 输出功率P：500W 功率因数PF：>0.99

功率因数校正主要实现两个目的：控制输入电流波形，使其跟踪输入电压波形，从而得到高输入功率因数；为后一级电路提供平滑的直流电压。

3.2.1 主电路设计

（1）升压电感

电感器在线路中起着能量的传递、储存和滤波等作用，并决定了输入端的高频纹波电流总量，因此按照限制电流脉动最小的原则来确定电感值。考虑最差的情况:输出功率最大，输入电压最低。此时，输入电流最大，纹波也最大，为了保

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东北石油大学本科生毕业设计（论文） 证在这种情况下输入电流的纹波仍然满足要求，电感的设计应该在输入电压最低的点进行计算。

设最大峰值电流IPK为：

IPK?2PINVINmin?2?500?8.84(A) 80式中，令PIN?Po。

设定允许的电感电流的最大纹波?IL，通常选择在最大峰值线路电流的20%左右，即允许的电感电流由20%的波动，由?IL?0.2IPK?0.2?8.84?1.8(AP?P)确定电感电流出现最大峰值时的占空比，当输入电压达到峰值的时候，输入电流也应该达到峰值，此时的电流纹波最大，因此，应在最小输入电压的峰值点处计算占空比，有

D?Vo?2VINmin400?2?80??0.71

Vo400计算升压电感值为：

L?2VINmin?D2?80?0.71??0.45(mH)

fs??IL100000?1.8本设计中L实取值为0.5mH。 （2）输出电容

本设计以满足维持时间要求为准则。维持时间是指在输入电源被关闭之后，输出电压仍然保持在规定范围内的时间长度。维持时间是以下电参量的函数：储存在输出电容器中的能量总和、负载功率、输出电压及能使负载工作的最小电压。所以用维持时间?t来确定输出电容值的计算公式为：

C?2Po??t (3-1) 22U0?Uo(min)取?t为36ms，则

C?2?500?0.036?960?F 22400?350电容C取值为960?F。 （3）电流取样电阻

通常有两种电流传感检测方法，即在变换器接地线返回端串联一个取样电阻来检测输入电流或用两个电流互感器。采用取样电阻检测输入电流要比电流互感器成本低，它主要使用于功率和输入电流较小的场合。故本设计选择取样电阻来检测输入电流的方法。电流取样电阻Rs上的压降Vs作为输入电流取样信号，通过电流环的调节作用，使输入电流呈正弦波形。电流取样电阻Rs上的电压的典型值为Vs?1.0V。

16

东北石油大学本科生毕业设计（论文） 求出IPK(max)?IPK??I2?8.84?0.9?9.74(A)

电流取样电阻值Rs?1IPK?19.74?0.1(?)，选取0.15? 峰值检测电压的实际值VRS?IPK?Rs?8.84?0.15?1.3(V)。 （4）功率开关管和二极管

当功率开关管导通时，二极管反向截止，流经开关管的电流为电感电流，二极管上的反向电压为输出电压；当功率开关管关断时，二极管正向导通，开关管上的电压为输出电压，流经二极管的电流为电感电流。因此在选择功率开关管和二极管时，其额定电压必须大于输出电压，额定电流必须大于电感电流的最大值。电压考虑1. 2倍的安全裕量，电流考虑1. 5倍的安全裕量，则

VCEM(s)?1.2Vo?1.2?400?480V，ICEM(s)?1.5IL(max)?1.5?8.84?13.26A。

3.2.2 控制电路的设计

（1）控制电路的建模[10][11] 1）电流调节器的建模

电流控制环由电流误差放大器、PWM比较器和功率级组成，电流环的结构图如图3-2所示。图中GCA(s)是电流误差放大器的传递函数，GPWM(s)是脉冲宽度调节器PWM的传递函数，GPS(s)表示主电路上RS两端电压受占空比D控制的小信号传递函数。

功率级传递函数：

GPS(s)?VS(s)VD(s)RSVoRS?oON? （3-2）

DON(s)DON(s)sLsL式中VS(s)为取样电阻RS上的电压，Vo为功率电路输出电压，L为功率电路电感。

IMCR + - GCA(s) GPWM(s) GPS(s) Vs(s) 图3-2 电流控制环结构

PWM比较器的传递函数为：

GPWM(s)??DON1? （3-3） ?V?VS 17

东北石油大学本科生毕业设计（论文） 其中VS为振荡器斜坡电压峰峰值。UC3854中的VS为5.2V。

Rc1 Rcz Ccz UCAO

- RMo CA + IMoRMo?Vs 图3-3 电流误差放大器

电流误差放大器及其补偿网络的结构图如图3-3所示，根据虚短、虚断的原理，可求其传递函数为：

GCA(s)?RCZCCZKTs?11?11 （3-4）

RC1CCZRC1CCPs?1sT2s?1式中K1?1，T1?RCZCCZ，T2?RCZCCP。

RC1CCZ2）电压调节器的建模

电压环由电压误差放大器和升压级组成，结构图如图3-4所示。 VREF+ Vs(s) GEA(s) Gbsc(s)

-

图3-4 电压环结构

Vo RV1 CVF RVF - VA + RVD VREFUVo

图3-5 电压误差放大器

电压误差放大器如图3-5所示，传递函数为[12][13]：

GEA(s)?RVFK21? （3-5）

RV1CVFRVFs?1T3s?118

东北石油大学本科生毕业设计（论文） 式中K2?RVF，T3?RVFCVF。 RV1PINK?3 （3-6）

sCoVo??VVEAs按照输入功率表示的升压级传递函数为

Gbst(s)?式中，Gbst(s)是包括乘法器、除法器、平方器在内的升压级增益，PIN为平均输入功率，Co为输出电容，?VVEA是电压误差放大器的输出电压范围（?VVEA=4V）

Vo是输出直流电压，K3?PIN。

CoVo??VVEA（2）电流调节器补偿网络参数设计 1）开关频率点的电流误差放大器增益

计算因电感电流下斜在检测电阻上的电压，然后除以开关频率，用Rs代替电流互感器（RsN），方程式为：

?VRS?VoRs （3-7） Lfs即?VRS?(400?0.15)(0.0005?100000)?1.2(VPP)，

该电压必须等于Vs的峰峰值，即定时电容上的电压（5.2V）。则误差放大器的增益为：GCA?Vs?VRS?5.21.2?4.3。

2）反馈电阻器，设RC1等于Rm0：RC1?Rm0?4k?，

RCZ?GCA?RC1?4.3?4k??17.2k?。

3）电流环穿越频率fCi

fCi?Vo?Rs?RCZ （3-8）

Vs?2?L?RC1代入数值得fCi?15.8kHZ 4）零点补偿电容CCZ

考虑到电流环路的截止频率设在15.8kHZ，相位容限为45?，零点频率等于截止频率，即在环路的截止频率值频率设零点，则零点补偿电容：

11CCZ???586pF，取620pF。

2?fciRCZ2??15.8k?17.2k5）极点补偿电容CCP

极点频率至少高于功率开关切换频率的一半，即极点必须在fs2以上，则极点补偿电容为：

CCP?11??92pF，取92pF。

2?fsRCZ2??100k?17.2k19

东北石油大学本科生毕业设计（论文） （3）电压调节器补偿网络参数设计 1）输出纹波电压

主电路的输出纹波电压由下式给定，式中fR是二次谐波纹波频率：

?VOPK?PIN500??2(V)

2?fRCoVo2??100?960p?4002）放大器的输出纹波电压和增益

为了使?VOPK减小到电压误差放大器输出所允许的纹波电压，应按如下关系设置电压误差放大器在二次谐波频率点上的增益值：

GVA??VVAO?%纹波 （3-9）

?VOPK按规定取交流输入电流的三次谐波为3%，电压误差放大器输出端占1.5%，且该端口的电位对于UC3854而言，?VVAO?5?1?4，故GVA?4?0.0152?0.03。

3）反馈网络的数值

已知GVA，可求出电压误差放大器反馈回路中的元件CVF值，

CVF?11??0.103?F

2?fRRV1GVA2??100?511k?0.03式中fR为工频的二次谐波频率，RVI的值是一个适当的任意值，一般取

RVI?511k?。

4）设置直流输入电压，利用RVD(VO?VREF)?RVIVREF，可得

RVD?RVIVREF(VO?VREF)?511k?7.5(400?7.5)?9.8k?，取10k?。

5）求出极点频率

fVi?fVi?2?VVAOPIN （3-10）

?VO?RVI?CO?CVF?(2?)2500?12.5HZ

4?400?511k?960p?0.103??(2?)26）求RVF

RVF?11??124k?

2?fVICVF2??12.5?0.103?3.3 本章小结

本章确定了本文的研究对象为平均电流控制的Boost型APFC电路，并对主电路的参数进行了设计，对控制电路的主要环节进行了建模和参数计算，至此完成了基于UC3854控制芯片Boost型APFC系统主电路、控制电路及外围电路的设计，我们可以依照这些参数设计APFC的仿真模型。

20

东北石油大学本科生毕业设计（论文） 第4章 APFC电路的仿真分析

4.1 MATLAB简介

为了验证第三章所设计APFC 电路对电流的校正效果，本文采用 Matlab6.5 平台进行了仿真验证。Matlab 是美国 MathWorks 公司推出的一种基于矩阵计算的科学计算软件，它采用了开放性开发的思想，在数值计算、图形处理、数据分析及工程设计仿真等方面的应用极其广泛，它内建了丰富的库函数，具有编程效率高、程序设计灵活、图形功能强等特点。已经发展成为适合多学科、多种工作平台的功能强大的大型软件。Matlab产品是集数值计算、高级绘图及可视化、高级程序开发语言和动态系统建模仿真于一体的开发环境。被广泛应用于包括信号处理与图象处理、控制系统设计、电力系统设计、财务、医药等诸多领域。Matlab 的一大特性是有众多的面向具体应用的工具箱，包含了完整的函数集，用于对信号图象处理、控制系统设计、电力系统分析设计等。Matlab 工具箱是一系列专用的函数库，解决特定领域的问题，工具箱是开放的可扩展的，可以根据特殊的需要开发自己的算法。Matlab 提供的 Simulink 是一个用来对动态系统进行建模仿真和分析的软件包，它支持连续、离散及两者混合的线性和非线性系统。形成了一系列规模庞大、覆盖面极广的工具箱，包含了控制理论、电力系统、信号处理等大量现代工程技术学科。Simulink 为用户提供了图形化建模的接口，它与传统的仿真软件包用微分方程和差分方程建模相比，具有更直观、方便、灵活的优点。

Matlab/Simulink 中的电力系统工具箱SPB中包括了电路仿真所需的各种元件模型，包括有电源模块、基础电路模块、电力电子模块、电机模块、连线器模块、检测模块以及附加功率模块等七种模块库。每个模块库中包含各种基本元件模型，如电源模块中有直流电压、电流源，交流电压源、电流源，受控电压源、电流源等五种电源模型；电机模块库中包含了各种电机模型，如异步电动机、同步电动机、水磁同步电动机等；电力电子模块库包含了理想开关元件、晶闸管、功率场效应管、可关断晶闸管等多种功率开关元件模型。只需将模块中的元件拖到 Simulink 窗口中，通过参数设置对话框设置参数就可以实现电力电子电路的仿真。本章采用 Matlab/Simulink中的电力系统工具箱模块对所设计的 APFC 电路进行了仿真。

21

东北石油大学本科生毕业设计（论文） 4.2 APFC主电路的仿真

4.2.1 主电路的原理图

采用状态方程法来推导Boost电路的数学模型。图4-1为基本Boost型变换器的主电路。为了确定开关管和二极管的工作状态，引入二进制变量A，当开关S导通时，A=1；当开关S截止时，A=0。这样，变量A就可以代表开关管和二极管的状态，它是二进制变量，取值{0，1}[14]。

L VD

ii iL iVD + S + R - C

is ic

图4-1 基本Boost型变换器电路

Vo

-

+

当开关管S导通时，A=1，则

UdiLdi ?Ui，即L?i （4-1）

dtdtLduduu uc??RCc，即c?c （4-2）

dtdtRC当开关管S截至时，A=0，则有

LdiLdi1，即L?(Ui?uc) （4-3） dtdtLduuduu1 iL?iD?Cc?c，即c?(iL?c) （4-4）

dtRdtCR将方程（4-1）~（4-4）联立，运用二进制变量A，由逻辑代数运算规则，可

uc?Ui?L得到一个开关周期内的状态方程。

?diLUi1 ?A?(Ui?uc)A （4-5）

dtLLducucuc?1 ??A?(iL?)A （4-6）

dtRCCR即得Boost主变换电路的状态方程：

?diL1 ?(Ui?ucA) （4-7）

dtL 22

东北石油大学本科生毕业设计（论文） ?duc1u ?(iLA?c) （4-8）

dtCR4.2.2 主电路的Simulink模型

根据式（4-7）、（4-8）运用MATLAB里的Simulink模块[[15]16]，即可建立Boost变换电路的仿真模型，如图4-2所示，这里输入变量是Ui、A、R，输出是iL、uc。

图4-2 Boost主电路的Simulink模型

4.2.3 主电路的仿真结果

图4-3 D=0.5时的控制波形

23

东北石油大学本科生毕业设计（论文）

图4-4 电感电流波形

图4-5电容两端电压启动波形

图4-6电容两端电压稳态波形

仿真参数取电感L=0.5mH，电容C=0.96mF，负载电阻R=100?。当输入电压

24

东北石油大学本科生毕业设计（论文） Ui=200V，导通比为D=0.5时，电感电流（输入电流）、电容电压（输出电压）的

波形如图4-4、4-5、4-6所示。由此可见，当导通比D=0.5时，输入输出电压关系式符合Boost电路输入与输出的关系式

Uo1?。纹波小于0.5，完全超过一般Ui1?D电子设备的要求，只是响应时间稍长。电感电流波形为标准的锯齿波。这验证了仿真模型的正确性。

4.3 Boost型APFC电路的仿真

4.3.1 APFC电路仿真模型

图4-7 Boost型 APFC的仿真模型

25

东北石油大学本科生毕业设计（论文）

图4-8 Universal Bridge子系统图

图4-9 Subsystem子系统图

根据第三章对主功率电路和控制电路的分析与计算可知，乘法器和电压、电流调节器的设计是整个 APFC 电路的核心部分，整体的仿真框图如图 4-8 所示，APFC 的主功率电路是基于 Boost 型升压电路设计的，UC3854包含了乘法器和电压、电流环调节器等，UC3854 的输出用来驱动功率MOSFET，通过改变其占空比来强迫输入电流跟踪输入电压，达到单位功率因数输入的目的。

4.3.2 APFC电路仿真结果分析

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东北石油大学本科生毕业设计（论文） 根据前面分析与计算电流调节器的参数选定为RC1?4k?，RCZ?17.2k? ，

CCZ?60pF，CCP?92pF。电压调节器的参数选定为RVF?124k?，CVF?0.103?F。

仿真所用的电路参数为：电感L=0.5mH，输出电容C=0.96mF，开关频率

fs?100kHZ，电网频率f?50HZ，RL?320?。对功率因数校正前后的系统进行

仿真。

图4-10 未加APFC电路时输入电压、电流波形

图4-11 加入APFC后输入电压、电流波形

图4-10为未经APFC时系统网侧输入电压和输入电流波形，很显然，其输入电流发生严重畸变，呈窄脉冲状，电流的畸变由于电网阻抗反过来影响电网电压，造成总谐波畸变增大，输入功率因数低。可以看出，与系统加APFC电路时相比，

27

东北石油大学本科生毕业设计（论文） 网侧输入电流由窄脉冲波形变成严格的正弦电流波形，且与输入电压同相位。

图4-11表示Boost变换器输入电压与输入电流波形。其中，上面波形为变换器输入电压波形，即交流输入电压经全波整流的输出电压。下面波形为变换器输入电流波形，即升压电感电流波形。由图可知，电压、电流波形为严格的正弦波形，且为同频同相。APFC使用时，Boost变换器可看作一个纯电阻

图4-12 加APFC整流后输入电压、电流波形

图4-13 未加APFC时输入功率因数波形

图4-14 加APFC后的输入功率因数波形

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东北石油大学本科生毕业设计（论文）

图4-15 未加APFC时的输入电流的总谐波畸变

图4-16 加APFC后的输入电流总谐波畸变

图4-17 加APFC后的输出电压波形

将图4-13与图4-14比较，明显可看出功率因数校正前后系统输入功率因数平均值约由0.789提高到0.998左右。将图4-15与图4-16相比较，可看出输入电流的总谐波畸变率由原来的约0.76左右降为接近为零。输入端总谐波畸变率明显的减小，输入功率因数明显的提高，从图4-17看出输出直流平均电压为400V左右，

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东北石油大学本科生毕业设计（论文） 输出电压较稳定，实现400V直流输出的要求，达到较为满意的效果。

4.4 APFC电路的优化设计

由于VD反向恢复过程中会产生的过大didt的和寄生引线电感造成尖刺纹波噪声，所以只要解决其反向恢复产生的电流冲击问题，尖刺纹波噪声就能迎刃而解。为此，人们提出了许多Boost PFC主电路的改进方案[17]。

L VD Vo

S 负+ R Vi ~ C 载 Rs

图4-18 带中心抽头的三点式电感Boost主电路PFC拓扑结构

图4-19 Boost型 APFC的仿真模型

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东北石油大学本科生毕业设计（论文） 根据第三章对主功率电路和控制电路的分析与计算可知，乘法器和电压、电流调节器的设计是整个 APFC 电路的核心部分，整体的仿真框图如图 4-8 所示，APFC 的主功率电路是基于 Boost 型升压电路设计的，UC3854包含了乘法器和电压、电流环调节器等，UC3854 的输出用来驱动功率MOSFET，通过改变其占空比来强迫输入电流跟踪输入电压，达到单位功率因数输入的目的。

图4-20 未加电感时输入电压、电流波形

图4-20为未加三点式电感时的系统网侧输入电压和输入电流波形，很显然，其输入电流发生严重畸变，呈窄脉冲状。

图4-21表示加入三点式电感Boost变换器输入电压与输入电流波形由图可知，电压、电流波形为严格的正弦波形，且为同频同相。

图4-21 加入电感后输入电压、电流波形

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东北石油大学本科生毕业设计（论文）

图4-22 未加三点式电感时的总畸变率波形

图4-23 加入三点式电感后的总畸变率波形

图4-24 未加三点式电感整流后输入电压、电流的波形

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东北石油大学本科生毕业设计（论文）

图4-25 加入三点式电感整流后输入电压、电流的波形

将图4-22与图4-23比较，明显可看出输入电流的畸变率降低了，从0.6降低到0.23。输入端总谐波畸变率明显的减小，输入功率因数明显的提高，实现能源的“绿色化”，达到了技术指标要求。将图4-24与图4-25相比较，可看出输入电压、电流不再发生畸变，呈正弦波的形状。

仿真结果证明：Boost 型 APFC 实验装置可以达到预期效果，实现输入电流的整形，输出电压稳定，保证输入功率因数 PF=1。

4.5 本章小结

本章主要介绍了Boost主电路和APFC系统的仿真模型，并对其波形进行了分析，仿真结果验证了本文的设计符合功率因数校正的要求，其仿真模型的建立是正确的。此外本章还采用三点式电感对Boost电路进行了优化，减小了由于VD反向恢复过程中会产生的过大didt，使得输入电流波形比较平滑。

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东北石油大学本科生毕业设计（论文） 结 论

本文介绍了有源功率因数校正的基本原理，并对其主电路拓扑和控制方法进行了比较分析，最终确定了本文的研究对像为平均电流控制的Boost有源功率因数校正电路。

（1）通过建立Boost主电路的状态方程，并利用MATLAB/Simulink仿真模块建立其仿真模型，利用波形分析验证了该模型是完全正确的。

（2）搭建了APFC的Simulink仿真模型，实现了功率因数校正的目的，同时也满足了课题的要求，验证了本次设计的正确性。

（3）针对输入电流尖峰脉冲问题，设计了优化方案，即带抽头的三点式电感的主电路拓扑结构，有效地解决了电流尖端脉冲问题。

根据仿真结果证明本文设计的单相Boost型功率因数校正电路，完全能够达到整流、高输入功率因数、升压、稳压的目标。

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东北石油大学本科生毕业设计（论文） 参考文献

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东北石油大学本科生毕业设计（论文） 致 谢

本论文的选题、课题的研究及撰写工作是在我的指导老师姚建红副教授的悉心指导下完成的。在本次毕业设计期间，姚老师谦虚严谨的治学态度、诲人不倦的工作热情和求实务实的敬业精神，都深深的影响和激励着我。毕业设计期间，在姚老师的指导下，我不仅在学术上有所收获，而且逐步培养了自己独立分析问题和解决问题的能力。在此，我由衷的感谢姚老师。此外我还要感谢电气院所有老师四年来对我的教育，谢谢他们四年来对我的指导和帮助，在此向他们表示崇高的敬意和衷心的感谢！

在论文的完成过程中，还得到了许多同学的热情帮助，我们共同研究探讨问题，提出各自的见解，最终解决问题，在此向他们表示诚挚的谢意！

最后，感谢我的家人对我的支持和鼓励！

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本文来源：https://www.bwwdw.com/article/gmpo.html