直流-直流(DC DC)变换器

直流-直流(DC/DC)变换器

变换释义

DC/DC变换是将固定的直流电压变换成可变的直流电压，也称为直流斩波。斩波器的工作方式有两种，一是脉宽调制方式Ts不变，改变ton(通用)，二是频率调制

（1）Buck电路——降压斩波器，其输出平均电压U0小于输入电压Ui，极性相同。 （2）Boost电路——升压斩波器，其输出平均电压U0大于输入电压Ui，极性相同。 （3）Buck－Boost电路——降压或升压斩波器，其输出平均电压U0大于或小于输入电压Ui，极性相反，电感传输。

（4）Cuk电路——降压或升压斩波器，其输出平均电压U0大于或小于输入电压Ui，极性相反，电容传输。

还有Sepic、Zeta电路。 上述为非隔离型电路，隔离型电路有正激电路、反激电路、半桥电路、全桥电路、推挽电路。 编辑本段变换发展

当今软开关技术使得DC/DC发生了质的飞跃，美国VICOR公司设计制造的多种ECI软开关DC/DC变换器，其最大输出功率有300W、600W、800W等，相应的功率密度为(6.2、10、17)W/cm3，效率为（80～90）%。日本NemicLambda公司最新推出的一种采用软开关技术的高频开关电源模块RM系列，其开关频率为（200～300)kHz，功率密度已达到27W/cm3，采用同步整流器（MOS?FET代替肖特基二极管），使整个电路效率提高到90%。 编辑本段逆变

AC/DC变换是将交流变换为直流，其功率流向可以是双向的，功率流由电源流向负载的称为“整流”，功率流由负载返回电源的称为“有源逆变”。AC/DC变换器输入为50/60Hz的交流电，因必须经整流、滤波，因此体积相对较大的滤波电容器是必不可少的，同时因遇到安全标准（如UL、CCEE等）及EMC指令的限制（如IEC、、FCC、CSA），交流输入侧必须加EMC滤波及使用符合安全标准的元件，这样就限制AC/DC电源体积的小型化，另外，由于内部的高频、高压、大电流开关动作，使得解决EMC电磁兼容问题难度加大，也就对内部高密度安装电路设计提出了很高的要求，由于同样的原因，高电压、大电流开关使得电源工作损耗增大，限制了AC/DC变换器模块化的进程，因此必须采用电源系统优化设计方法才能使其工作效率达到一定的满意程度。 编辑本段译名 DC-DC converter 编辑本段模块介绍

直流-直流变换器（DC-DC converter）内部一般具有PWM（脉宽调制）模块，E/A（误差放大器模块），比较器模块等几大功能模块。如下图UC3842所示： 编辑本段工作原理

其工作原理为：输出经过FB（反馈电路）接到FB pin，反馈电压VFB与设定好的比较电压Vcomp比较后，产生差错电压信号，差错电压信号输入到PWM模块，PWM根据差错电压的大小调节占空比，从而达到控制输出电压的目的，振荡器的作用是产生PWM工作频率的三角波，三角波经过斩波电压斩波后，产生方波，其方波就是控制MOSFET的导通时间从而控制输出电压的。

编辑本段调制方法

开关管导通时，输出电压等于输入电压Ud；开关管断开时，输出电压等于0。输出电压波形如上图所示，输出电压的平均值Uo为(4-1)式中Ts—开关周期D—开关占空比，?改变负载端输出电压有3种调制方法：

1．开关周期Ts保持不变，改变开关管导通时间ton。也称为脉宽调制(PWM)。? 2．开关管导通时间ton保持不变，改变开关周期Ts。? 3. 改变开关管导通时间ton，同时也改变开关周期Ts。

方式1的PWM是最常见的调制方式，这主要是因为后2种方式改变了开关频率，而输出级滤波器是根据开关频率设计的，显然，方式1有较好的滤波效果。 编辑本段调制方式

?图4-2(a)是脉宽调制方式的控制原理图。给定电压与实际输出电压经误差放大器得到误差控制信号uco，该信号与锯齿波信号比较得到开关控制信号，控制开关管的导通和关断，得到期望的输出电压。图4-2(b)给出了脉宽调制的波形。锯齿波的频率决定了变换器的开关频率。一般选择开关频率在几千赫兹到几百千赫之间。 编辑本段工作模式

按照控制电压和锯齿波幅值的关系，开关占空比D可以表示成：(4-2)?直流-直流变换器有两种不同的工作模式：1. 电感电流连续模式

2.电感电流断续模式?在不同的情况下，变换器可能工作在不同的模式。因此，设计变换器和它的控制器参数时，应该考虑这两种不同的工作模式的特性。

DC-DC变换器是一种将一种直流电压转换为另一种直流电压的电路拓扑。

一般小功率变换器的话使用的是Buck（降压式）和Boost（升压）模式。功率如果很大的话就用别的比方说反激、半桥、推挽或全桥的电路拓扑。按照结构来分的话有隔离与非隔离的区别，也就是隔离的有变压器将输入与输出进行电气隔离，能量通过磁能传递到输出。而非隔离的就是通过开关管直接变化。

比方说一个最简单的DC-DC变换器就是车载充电器了，车上蓄电池的电压一般为DC 10-14.5V，用一个DC-DC的Buck电路转换为5V的电压，可以给手机充电，而如果用Boost电路的话可以转换为19V左右可以给笔记本电脑充电。

这个DC-DC变换器所用的电路是开关模式，是一个开关电源。它的效率很高，节能。一般能达到90%左右。所以能达到大规模使用。如果使用线性电路的话，变换效率会非常低，损失大部分的能量。目前用的很少了。

DC/DC变换器技术现状及未来

作者：测量与测? 文章来源：EEPW 点击数：0 更新时间：2009-9-22 分布式电源系统应用的普及推广以及电池供电移动式电子设备的飞速发展，其电源系统需用的DC/DC电源模块越来越多。对其性能要求越来越高。除去常规电性能指标以外，对其体积要求越来越小，也就是对其功率密度的要求越来越高，对转换效率要求也越来越高，也即发热越来越少。这样其平均无故障工作时间才越来越长，可靠性越来越好。因此如何开发设计出更高功率密度、更高转换效率、更低成本更高性能的DC/DC转换器始终是近二十年来电力电子技术工程师追求的目标。例如：二十年前Lucent公司开发出第一个半砖DC/DC时，其输出功率才30W，效率只有78%。而如今半砖的DC/DC输出功率已达到300W，转换效率高达93.5%。

从八十年代末起，工程师们为了缩小DC/DC变换器的体积，提高功率密度，首先从大幅度提高开关电源的工作频率做起，但这种努力结果是大幅度缩小了体积，却降低了效率。发

热增多，体积缩小，难过高温关。因为当时MOSFET的开关速度还不够快，大幅提高频率使MOSFET的开关损耗驱动损耗大幅度增加。工程师们开始研究各种避开开关损耗的软开关技术。虽然技术模式百花齐放，然而从工程实用角度仅有两项是开

发成功且一直延续到现在。一项是VICOR公司的有源箝位ZVS软开关技术；另一项就是九十年代初诞生的全桥移相ZVS软开关技术。

有源箝位技术历经三代，且都申报了专利。第一代系美国VICOR公司的有源箝位ZVS技术，其专利已经于2002年2月到期。VICOR公司利用该技术，配合磁元件，将DC/DC的工作频率提高到1MHZ，功率密度接近200W/in3，然而其转换效率却始终没有超过90%，主要原因在于MOSFET的损耗不仅有开关损耗，还有导通损耗和驱动损耗。特别是驱动损耗随工作频率的上升也大幅度增加，而且因1MHZ频率之下不易采用同步整流技术，其效率是无法再提高的。因此，其转换效率始终没有突破90%大关。

为了降低第一代有源箝位技术的成本，IPD公司申报了第二代有源箝位技术专利。它采用P沟MOSFET在变压器二次侧用于forward电路拓朴的有源箝位。这使产品成本减低很多。但这种方法形成的MOSFET的零电压开关（ZVS）边界条件较窄，在全工作条件范围内效率的提升不如第一代有源箝位技术，而且PMOS工作频率也不理想。

为了让磁能在磁芯复位时不白白消耗掉，一位美籍华人工程师于2001年申请了第三代有源箝位技术专利，并获准。其特点是在第二代有源箝位的基础上将磁芯复位时释放出的能量转送至负载。所以实现了更高的转换效率。它共有三个电路方案：其中一个方案可以采用N沟MOSFET。因而工作频率较高，采用该技术可以将ZVS软开关、同步整流技术、磁能转换都结合在一起，因而它实现了高达92%的效率及250W/in3以上的功率密度。（即四分之一砖DC/DC做到250W功率输出及92%以上的转换效率）

我们给出三代产品的等效电路，读者可从其细节品味各自的特色。有关有源箝位技术近年论文论述颇多，此处不多赘述。

全桥移相ZVS软开关技术，从90年代中期风靡大功率及中功率开关电源领域。该电路拓朴及控制技术在MOSFET的开关速度还不太理想时，对DC/DC变换器效率的提升起了很大作用。但是工程师们为此付出的代价也不小。第一个代价是要增加一个谐振电感。它的体积比主变压器小不了多少（约1/2左右），它也存在损耗，此损耗比输出滤波电感损耗也小不了太多。第二个代价是丢失了8~10%的占空比，这种占空比的丢失将造成二次侧的整流损耗。所以弄得不好，反而有得不偿失的感觉。第三，谐振元件的参数需经过调试，能适应工业生产用的准确值的选定是要花费较多的时间，试验成本较高。此外，因同步整流给DC/DC效率的提高带来实惠颇多，而全桥移相对二次侧同步整流的控制效果并不十分理想。例如：第一代PWM ZVS全桥移相控制器，UC3875及UCC3895只控制初级侧。若要提供准确的控制同步整流的信号需另加逻辑电路。第二代全桥移相PWM控制器如LTC1922-1、LTC3722-1/-2，虽然增加了对二次侧同步整流的控制信号，在做好ZVS软开关的同时做好二次侧的同步整流。但仍旧不能十分有效地控制好二次侧的ZVS ZCS同步整流，而这是提高DC/DC变换器效率最有效的措施。UCC3722-1/-2的另一个重大改进是减小谐振电感的感量,这不仅缩小了谐振电感的体积,而且降低了损耗,占空比的丢失也减小了许多.这里我们给出LTC3722加上同步整流的控制电路，由业界工程师们自己去分析对照。

在DC/DC业界，应该说，软开关技术的开发、试验、直到用于工程实践，费力不小，但收效却不是太大。花在这方面的精力和资金还真不如半导体业界对MOSFET技术的改进。经过几代MOSFET设计工业技术的进步，从第一代到第八代。光刻工艺从5μM进步到0.5μM。完美晶格的外延层使我们将材料所选择的电阻率大幅下降。加上进一步减薄的晶片。优秀的芯片粘结焊接技术，使当今的MOSFET （例如80V40A）导通电阻降至5mΩ以下，开关时间已小于20ns，栅电荷仅20nc，而且是在逻辑电平下驱动即可。在这样的条件下，同步整流技术获得了极好的效果，几乎使DC/DC的效率提高了将近十个百分点。效率指标已经普遍进入了>90%的范围。

目前，自偏置同步整流已经普遍用于5V以下的低压小功率输出。自偏置同步整流用法简单易行，选择好MOSFET即告成功，此处不多述。

而对于12V以上至20V左右的同步整流则多采用控制驱动IC，这样可以收到较好的效果。ST公司的STSR2和STSR3可以很好地用于反激变换电路及正激变换电路。我们给出其参考电路。线性技术公司的LTC3900和LTC3901则是去年才推出的更优秀的同步整流控制IC.采用IC驱动的同步整流电路中，应该说最好的还是业界于2002年才正式使用的ZVS,ZCS同步整流电路，它将DC/DC转换器的效率带上了95%这一历史性台阶。

ZVS,ZCS同步整流只适用初级侧为对称型电路拓朴，磁芯可以双向工作的场合。即推挽、半桥以及全桥硬开关的电路。二次侧输出电压24V以下，输出电流较大的场合，这时可以获得最佳的效果。我们知道，对于传输同样功率高压小电流硬开关的损耗要比低压大电流硬开关时的损耗低很多。我们利用这种性能将PWM的输出信号经过变压器或高速光耦传输至二次侧，适当处理其脉宽后，再去驱动同步整流的MOSFET。让同步整流的MOSFET在其源漏之间没有电压，不流过电流时开启及关断。只要此时同步整流的MOSFET的导通电阻足够小，栅驱动电荷足够小，就能大幅度地提升转换效率。最高的95%的转换效率即是这样获得的，业界将其称为CoolSet,即冷装置，不再需要散热器和风扇了。

这种电路拓朴的输出电压在12V、15V输出时效率最高，电压降低或升高，效率随之下降。输出电压超过28V时，将与肖特基二极管整流的效果相当。输出电压低于5V时采用倍流整流会使变压器利用更充分，转换效率也会更高。

在ZVS及ZCS同步整流技术应用于工程获得成功后，人们在不对称电路拓朴中也在进行软开关同步整流控制的试验。例如已经有了有源箱位正激电路的同步整流驱动（NCP1560），双晶体管正激电路的同步整流驱动（LTC1681及LTC1698）但都未取得如对称型电路拓朴的ZVS,ZCS同步整流的优良效果。

近来,TI的工程师采用予捡测同步整流MOSFET开关状态,然后用数字技术调整MOSFET开关时间的方法突破性的做出ZVS的同步整流,从而解决了非对称电路的软开关同步整流,详情见专题论述。

近年来，复合电路拓朴也迅速发展起来，这种电路拓朴的集中目标都在于如何让同步整流部分的效率做到最佳状态。当初级电压变化一倍时，二次侧的占空比会相应缩小一半。而MOSFET的源漏电压却升高一倍。这意味着我们必须选择更高耐压的同步整流用MOSFET。我们

知道，从半导体技术来分析MOSFET这种器件，当其耐压高一倍时，其导通电阻会扩大两倍。这对于用做同步整流十分不利，于是我们设想可否将二次侧同步整流的MOSFET的工作占空比定在48%~50%。这样我们选择比输出电压高2.5倍的MOSFET就可以了。例如：3.3V输出电压时同步整流MOSFET的耐压选12V档就可以了。而占空比变化大的我们就得选20V甚至30V的MOSFET，大家对比一下，12V的MOSFET会比20V的MOSFET的导通电阻小很多！正是基于这样一种思维，美国业界工程师先后搞出了多个复合电路拓朴。

第一家申请专利的是美国SynQor公司，它的电路为Buck加上双组交互forward组合技术。第一级是同步整流的Buck电路，将较高的输入电压（36~75V）降至某一中间值如26V。控制两管占空比在30~60%工作。第二级为两组交互forward电路。各工作在50%占空比，而且两者输出相位相差180o刚好互补。变压器仅为隔离使用,其磁密和电密都处在最佳状态。Buck级只要输出滤波电感，而forward级在整流后只要输出滤波电容。如此情况下SynQor产品获得了92%以上的转换效率。下面给出其电路，其控制IC就是我们熟知的UCC3843。它利用一颗IC巧妙地控制了上述全部功能。

第二家申请专利的是美国国家半导体公司，它的电路为Buck加上一组对称拓朴（推挽、半桥、全桥）。第一级与SynQor公司相同，而第二级则为对称型电路拓朴。这样就可方便地实现ZVS,ZCS同步整流，它的同步整流不仅是ZVS,ZCS软开关的，而且是最大占空比条件下的同步整流。如此情况下，它获得了94%的转换效率，下面给出其电路，见图：限于两级交联其效率毕竟为两级的乘积，因此这种方式的最高效率还是受到限制。

国家半导体公司给出的控制IC是当今最新颖独特的。首先它无需起动电路。可直接接100V以下高压。其次它驱动Buck电路的电平位移电路也做在IC内部。然后还同步地给出第二级的双路输出驱动。可直接驱动推挽电路，或加上驱动器IC驱动半桥或全桥电路，二次侧反馈的光耦可直接接至IC。此IC即今年刚问世的LM5041。

以上两种电路拓朴由于二次占空比不变还很适合多路输出。复合电路拓朴中还有一个新的发明就是推挽电路二次侧同步整流之后再加上Buck电路以实现多输出。采用一颗UCC3895再加上几个门电路形成了一个革命性的变革组合。其电路如下。这是一个很奇妙的思维及组合，其推挽及同步整流也都是处在最大占空比之下工作的，但电压却在变化着。

在开关电源中普遍应用高频铁氧体磁芯，作为变压器和

电感，由于铁氧体固有的磁滞特性，使得我们在设计所有各类电路拓朴时都不得不面对这个问题。在此之前绝大多数电路的做法都是用R、C、D网络将该部分磁能消耗掉，对变换器效率有几个百分点的影响。由于还有比它损耗比例更大的部位，所以注意力并没有放在此处。然而到了转换效率升至90%以上时，这种做法就绝对不可以了。从现在DC/DC工程化的产品来看，由于增加半导体器材（如MOSET、驱动IC等）是易如反掌的事。因此多数电路拓朴选用的是全桥电路拓朴及双晶体管正激电路。这两个电路是能使磁芯自动复位的最佳拓朴。对全桥电路与四个MOSFET并接上四个肖特基二极管即可，当对角线MOSFET同时关断时，变压器初级绕组励磁电感中的能量可自动地通过另两个二极管回馈至供电电源。如果工作频率不高，或选用了具快恢复性能体二极管的MOSFET，就可以省掉这四支肖特基二极管。这很适合100W以上的大功率DC/DC。而对于100W以下的DC/DC则多选双晶体管正激电路。它的复位原理已人尽皆知，唯一的不足就是最大只有50%的占空比。对小功率的forward电路近年来开发出一个谐振式自动复位电路。用了几个无源元件就能基本无损耗地将磁芯复位，其不足点

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