新通信原理实验指导书

实验一 脉冲振幅（PAM）调制与解调系统实验

一、实验目的

1．通过脉冲幅度调制与解调实验，加深理解脉冲幅度调制与解调的特点.

2．通过PAM系统实验，掌握PAM系统的电路组成与工作原理，建立PAM通信系统的概念。 3．通过验证抽样定理实验，加深理解和掌握抽样定理。

二、实验仪器

1．JH5001 通信原理综合实验系统 一台 2．双踪示波器 一台 3．函数信号发生器 一台

三、实验任务与要求 1.基本实验

1.1 实验原理和电路说明

抽样定理在通信系统、信息传输理论方面占有十分重要的地位。抽样过程是模拟信号数字化的第一步，抽样性能的优劣关系到通信设备整个系统的性能指标。利用抽样脉冲把一个连续信号变为离散时间样值的过程称为抽样，抽样后的信号称为脉冲调幅（PAM）信号。

抽样定理指出，一个频带受限信号m(t)，如果它的最高频率为fh，则可以唯一地由频率等于或大于2fh 的样值序列所决定。在满足抽样定理的条件下，抽样信号保留了原信号的全部信息。并且，从抽样信号中可以无失真地恢复出原始信号。

通常将语音信号通过一个3400 Hz 低通滤波器（或通过一个300～3400Hz 的带通滤波器），限制语音信号的最高频率为3400Hz，这样可以用频率大于或等于6800 Hz 的样值序列来表示。语音信号的频谱和语音信号抽样频谱见图1.1 和图1.2 所示。从语音信号抽样频谱图可知，用截止频率为fh 的理想低通滤波器可以无失真地恢复原始信号m(t)。

图 1.1 语音信号频谱 图 1.2 语音信号的抽样频谱

实际上，设计实现的滤波器特性不可能是理想的，对限制最高频率为3400Hz 的语音信号，通常采用8KHz 抽样频率。这样可以留出一定的防卫带（1200Hz），参见图1.3 所示。当抽样频率fs 低于2 倍语音信号的最高频率fh，就会出现频谱混迭现象，产生混迭噪声，影响恢复出的话音质量，原理参见图1.4 所示。

图 1.3 留出防卫带的语音信号的抽样频谱 图 1.4 fs＜2fh 时语音信号的抽样频谱

1

在抽样定理实验中，采用标准的8KHz 抽样频率，并用函数信号发生器产生一个频率为fh 的信号来代替实际语音信号。通过改变函数信号发生器的频率fh，观察抽样序列和低通滤波器的输出信号，检验抽样定理的正确性。PAM调制与解调系统电路组成如图1.5 所示。

图1.5 PAM调制与解调系统电路原理图

电路原理描述：

输入信号首先经过信号选择跳线开关K701，当K701 设置在N 位置时（左端），输入信号来自电话接口1模块的发送话音信号；当K701 设置在T 位置时（右端），输入信号来自测试信号。测试信号可以选择外部测试信号或内部测试信号，由交换模块DTMF1内的跳线开关K001控制转换。当设置在1_2 位置（左端）时，选择内部1KHz 测试信号；当设置在2_3 位置（右端）时选择外部测试信号。测试信号从J005 模拟测试端口输入，抽样定理实验采用外部测试信号输入。

运放U701A、U701B（TL084）和周边阻容器件组成一个3dB 带宽，截止频率fH为3400Hz 的低通滤波器，用于限制最高的语音信号频率。信号经运放U701C 缓冲输出，送到U703（CD4066）模拟开关。

模拟开关U703（CD4066）通过抽样时钟完成对信号的抽样，形成抽样序列信号。信号经运放U702B（TL084）缓冲输出。

运放U702A、U702C（TL084）和周边阻容器件组成一个3dB 带宽，截止频率fH为3400Hz 的低通滤波器，用来恢复原始信号。跳线开关K702 用于选择输入滤波器，当K702 设置在F（左端） 位置时，信号经过3400Hz 的低通滤波器；当K702 设置在NF （右端）位置时，信号不经过抗混迭滤波器直接送到抽样电路，其目的是为了观测混迭现象。

设置在交换模块内的跳线开关KQ02 为抽样脉冲选择开关：设置在H （左端）位置为平顶

2

抽样，平顶抽样是通过采样保持电容来实现的，且τ=Ts；设置在NH （右端）为自然抽样，为便于恢复出的信号观测，此抽样脉冲略宽，只是近似自然抽样。平顶抽样有利于解调后提高输出信号的电平，但却会引入信号频谱失真

Sin(??/2)??/2,τ为抽样脉冲宽度。通常

的滤波器来进行频谱校准，抵

在实际设备里，收端必须采用频率响应为??/2消失真。这种频谱失真称为孔径失真。 该电路模块各测试点安排如下： 1、 TP701：输入模拟信号

2、 TP702：经滤波器输出的模拟信号 3、 TP703：PAM信号 4、 TP704：恢复模拟信号 5、 TP504：抽样序列

Sin(??/2)1.2 基本实验内容与方法步骤 实验准备工作：

将交换模块内的抽样时钟模式开关KQ02 设置在NH （右端）位置，将测试信号选择开关K001 设置在外部测试信号输入2_3 （右端）位置。将PAM模块中的：K701设置在T（右）位置，K702设置在F（左）位置。

1.2.1. 自然抽样PAM信号产生与测量

测试电路组成框图与信号输入/输出测量点如图1.6 所示，请在电路框图中标明各单元电路名称

和各测量点用途。

实验步骤： 图1.6 测试电路组成框图

① 模拟信号产生：调整函数信号发生器为正弦波输出：频率为1000Hz、输出电平为2Vp-p的测试信号。送入电话模块1信号测试端口J005和J006(地)，并用示波器观测并记录。 ② 抽样脉冲产生与测量: 用示波器测量并记录TP504（DPCM1模块）信号波形。 ③ 用示波器分别测量并记录：J005、TP701、P703信号波形，以TP701做同步。注意标明此时PAM信号的抽样点数。

④ 调整函数信号发生器为正弦波输出：频率分别为500Hz、2000HZ，输出电平为2Vp-p。

分别观测并记录PAM信号的抽样点数，说明PAM信号的抽样点数与抽样脉冲的关系。

1.2.2 自然抽样PAM解调信号的观测

测试电路组成框图与信号输入/输出测量点如图1.7所示，请在电路框图中标明各单元电路名称和各测量点用途。

实验步骤：

① 保持以上各开关设置不变。 图1.7 测试电路组成框图 ② 调整函数信号发生器为正弦波输出：频率为1000Hz/电平为2Vp-p，以J005输入信号

3

做同步,观测记录TP704端点的信号波形。注意原始信号与解调信号的差异。

1.2.3 平顶抽样PAM信号产生与测量 实验步骤：

① 保持以上设置不变，仅将交换模块（DTMF2）内的抽样时钟模式开关KQ02 设置在H 位置（左端）。

② 方法同1 测量，请同学自拟测量方案。记录测量波形，与自然抽样测量结果做比较。

1.2.4 平顶抽样PAM解调信号的观测 实验步骤

① 保持以上设置不变。

② 调整函数信号发生器为正弦波输出：频率为1000Hz/电平为2Vp-p，以J005输入信号做同步,观测记录TP704端点的信号波形并与自然抽样解调测量结果对比分析平顶抽样的测试结果。

5. 抽样定理的验证与观测

测试电路组成框图与信号输入/输出测量点如图1.8所示，请在电路框图中标明各单元电路名称和各测量点用途。

实验步骤： 图1.8 测试电路组成框图

① 将K702设置在NF（“右”不用滤波器）位置。将交换模块中的KQ02设置在NH（“右”自然抽样）位置 。

② 按表中所列数据分别输入电平均为2Vp-p的测试信号送入信号测试端口J005和J006。 ③ 观测TP704,测试记录输入/输出信号波形,分析解释当输入信号频率不同时，测量结果变化的原因。掌握抽样定理的正确性。 输入频率 300 输出波形 500 1000 1500 2000 3000 3500 4000 4500 2.扩展实验

在完成并熟悉了PAM调制与解调系统基本实验的基础上,利用EWB仿真软件,合理地选择PAM调制与解调系统单元电路，采用不同的抽样门电路，实现PAM调制与解调功能。

2．1 仿真电路

本仿真实验仅提供了一种适合于EWB仿真的典型PAM调制与解调系统电路，并模拟了两路PAM通信系统。从而帮助实验者初步了解时分复用的通信方式。其电路组成框图如图1.9所示。

图1.9 两路PAM调制与解调系统电路组成框图

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多路时分复用PAM调制的基本原理，是利用频率、幅度相同，但在时间上互不交叉，排列应序的抽样脉冲控制抽样门，使之在规定的周期时间内输出模拟信号，从而产生PAM信号。解调时，接收端必须恢复与发送端同频同相且排列有序的分路抽样脉冲，控制分路门，其输出经低通滤波器，即实现了对PAM信号的解调。由于分路脉冲的宽度?s是很窄的，当占空比为?s/Ts的脉冲通过话路低通滤波器后，低通滤波器输出信号很小，这样大的衰减带来的后果是严重的，但是，若在分路门选通后加入保持电容，可使分路后的PAM信号展宽到100%的占空比，从而解决了信号幅度衰减过大的问题，但平顶抽样将引起固有的频率失真。

实际的两路PAM调制与解调系统的电路原理图如图1.10所示。

图1.10 两路PAM调制与解调系统电路原理图

图中GB1和BG2与外围RC元件构成语音限幅电路。模拟乘法器M1与M2为两路抽样门，其输出如否受抽样脉冲控制。

抽样门或分路门，也可由场效应管组成的电子开关实现，其电路构成分别如图1.11和图1.12所示。两电路的区别仅分路门输出是以电容作负载，实现平顶抽样。

图1.11场效应管组成的电子开关抽样门电路图

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② 抽样脉冲信号与PCM编码数据的测量 实验准备：

1）将ADPCM1模块中的K501设置在T（右测试）位置。 2) 将交换模块“DTMF2”中的J001设置在1-2（右）位置。

3）用函数信号发生器产生一频率为1000Hz, 电平幅度为2Vp-p的正弦波测试信号送入J005和J006。

实验数据测量

1) 观测并记录TP504（抽样脉冲）和TP502（PCM码流）波形，以TP504做同步。 2) 观测并记录TP501（模拟信号）和TP502（PCM码流）波形，以TP501做同步。 3) 根据观测记录的信号波形，分析和说明模拟信号与数字信号的定义与特点。

③PCM编码数据与输入信号关系的测量

1）保持以上设置不变。

2）将“ADPCM1”模块中的增益选择开关K502设置在T位置（右端），

3）用示波器观测编码输出数据信号“TP502”，调整电位器W501改变发通道的信号电平。观察并记录PCM码流随输入信号电平变化的关系。

1．2．2 PCM译码器输出信号观测

PCM 译码器测试电路组成框图与信号输入/输出测量点如图2.4 所示。

图2.4 PCM译码器测试电路组成框图

① PCM译码器输出模拟信号观测

1）将K501设置在T（右）位置、K502在N（左）位置、 K504设置在LOOP（右）位置。用函数信号发生器输出一频率为1004Hz、电平为2Vp-p的正弦波测试信号送入J005和J006（地）

2）观测并记录TP506和TP501信号波形，以TP501做同步。定性的观测解码恢复出的模拟信号质量

② 改变基带信号的幅度，观察脉冲编码调制与解调信号的信噪比的变化情况。

1）保持以上设置不变

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2）将测试信号频率固定在1000Hz，调整电位器W501改变发通道的信号电平。改变测试信号电平，定性的观测解码恢复出的模拟信号质量。自列表格观测记录信噪比随输入信号电平变化的相关关系。

③ 改变基带信号的频率，观察脉冲编码调制与解调信号幅度的变化情况。

1）保持以上设置不变

2）将测试信号电平固定在2Vp-p，调整测试信号频率，（200HZ-6KHZ）定性的观测解码恢复出的模拟信号质量。自列表格观测记录信噪比与输入信号频率变化的相关关系。说明解调信号变化的原因。

1．2．3 系统性能指标测量（根据实验室设备条件进行）

注：如无音频损伤测试仪时，可以用示波器定性的观察模拟信号受量化噪声及电路噪声的影响。

① PCM编译码系统动态范围测量

动态范围是指在满足一定信噪比的条件下，允许输入信号电平变化的范围。通常规定测试信号的频率为1004Hz，动态范围应满足CCITT建议的框架（样板值），

如图2.5所示。 图2.5 PCM编译码系统动态范围样板图

测试时将跳线开关K501设置在T位置、K504设置在LOOP(右)位置，此时使PCM编码器和译码器构成自环。

动态范围的测试连接见图2.6。

该项测量内容视配备的教学仪表来定。测量时，输入信号由小至大调节，测量不同电平时的 S/N值，记录测量数据。为确保器件安全，不要 求学生对输入信号的临界过载信号进行验证，取

输入信号的最大幅度为5Vp-p。 图2.6 PCM编译码系统动态范围测试连接图

② PCM编译码系统信噪比测量

跳线开关设置同上，测试连接见图2. 6。

测量时，选择一最佳编码电平（通常为-10dBr），在此电平下测试不同频率下的S/N值。频率选择在300Hz、500Hz、800Hz、1004Hz、2010Hz、3000Hz、3400Hz，直接从音频损伤测试仪上读取数据，记录测量数据。该项测量视配备的教学仪表来定。

③频率特性测量

跳线开关设置同上。用函数信号发生器产生一个频率为1004Hz、电平为2Vp-p的正弦波测试信号送入信号测试端口J005和J006（地）。用示波器（或电平表）测量输出信号端口TP506的电平。改变函数信号发生器输出频率，用点频法测量。测量频率范围：250Hz～4000Hz。

该项测试也可以直接通过音频损伤测试仪测试。

④ 信道自环增益测量

跳线开关设置同上。用函数信号发生器产生一个频率为1004Hz、电平为2Vp-p的正弦

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波测试信号送入信号测试端口J005和J006。用示波器（或电平表）输出信号端口（TP506）的电平。将收发电平的倍数（增益）换算为dB表示。

该项测试也可以直接通过音频损伤测试仪测试。

⑤ PCM编译码系统信道空闲噪声测量

跳线开关设置同上，测试连接见图2.6。

空闲噪声指标从音频损伤测试仪上直接读取。该项测量视配备的教学仪表来定。

2.扩展实验 增量调制(△M)编译码系统仿真实验

本实验采用分立器件，通过对单正弦信号进行简单增量调制，使学生进一步加深对模拟信号的数字化传输中的增量调制(ΔM)基本工作原理的理解。通过实验电路的建立与仿真，掌握简单ΔM编译码电路的基本组成及外部电路设计原则和一般测试方法。了解语音信号的△M编/译码过程;

2.1实验原理与实验电路 2.1.1实验原理

增量调制实际上是一种特殊的脉码调制，它是在PCM方式的基础上发展起来的另一种模

拟信号数字传输的方法。 ΔM可以看成PCM的一个特例，增量调制简称ΔM(或DM)，最早是由法国工程师De Loraine于1946年提出来的。在以后的50多年里有很大发展。在军事和工业部门的专用通信网和卫星通信中得到广泛应用，近年来在高速超大规模集成电路中用作A/D转换器。

增量调制比起脉冲编码调制方式具有一些突出的优点，例如在低比特率时，ΔM的量化信噪比高于PCM; ΔM的抗误码性能好且编译码设备简单等。

在PCM中，将模拟信号的抽样量化值进行二进制(也可采用多进制)编码。为了减小量化噪声，需较长的码(通常对话音信号采用8位码)，因此编码设备较复杂。而ΔM只用一位二进制码就可实现模数转换，这比PCM简单得多。

显然，一位二进制码只能代表两种状态，当然不可能直接去表示模拟信号的抽样值，但是它却可以表示相邻抽样值的相对大小，而相邻抽样值的相对变化同样反映出模拟信号的变化规律，因此采用一位2进制码去描述模拟信号是完全可能的。

编码的基本思想：

假设一个模拟信号x(t) (为作图方便起见，令x(t)≥0)，我们可以用一时间间隔为Δt,，幅度差为±σ的阶梯波形x(t)去逼近它，如图2.7所示。

只要Δt足够小，即抽样频率fs=l/Δt足够高，且σ足够小，则

,x,(t)可以相当近似于x(t)。我们把

σ称作量阶，Δt=T称为抽样间隔。 图2.7 用阶梯或锯齿波逼近模拟信号 x(t)逼近x(t)的物理过程是这样的:在t1时刻用x(t1)与x(t1) (t1表示t1时刻前某瞬间)比较，倘若x(t1) > x(t1)，让x(t)上升一个量价σ,同时ΔM调制器输出二进制“1”

,,,, 13

码;在t2时刻，用x(t2)与x,(t2)比较，若x(t2) < x,(t2)，让x,(t)下降一个量价σ,同时ΔM调制器输出二进制码元“0”;同理在t3时刻，x,(t)上升σ,ΔM调制器输出“1”码;??。这样图2.7的x(t)就可得到二进制代码序列为010101111110?。总结以上过程，我们把上升一个量价σ用1码表示，下降一个量价σ用0码表示。除了用阶梯波x,(t)去近似x(t)以外，也可以用锯齿波xo(t)去近似x(t)，当x(ti) (i=1,2,3,??)大于xo(t)时，xo(t)按斜率σ/Δt在下一个抽样时刻上升σ,ΔM调制器输出1码，当xo(t)小于xo(ti)时，xo(t)按斜率-σ/Δt在下一抽样时刻下降σ,ΔM调制器输出0码，可以看出用1码表示正斜率，用0码表示负斜率，以获得二进制码序列。

译码的基本思想

与编码相对应，译码也有两种情况，一种是收到1码上升一个量价σ(跳变)，收到0码下降一个量价σ(跳变)，这样把二进制代码经过译码变成x,(t)这样的阶梯波。另一种是收到1码后产生一个正斜变电压，在Δt时间内上升一个量价σ,收到一个0码产生一个负的斜变电压，在Δt时间内均匀下降一个量价σ。这样，二进制码经过译码后变为如xo(t)这样的锯齿波。考虑电路上实现的简易程度，一般都采用后一种方法。这种方法可用一个简单RC积分电路把二进

制码变为xo(t)波形，如图2.8所示。 图2.8 简单ΔM译码原理图

2．1．2 简单增量调制与解调系统电路组成

从简单ΔM调制解调的基本思想出发，我们可组成简单ΔM调制与解调系统电路组成方框图，如图2.9所示。

图2.9 ΔM调制与解调系统组成框图

ΔM调制器（发端）由比较器、定时判决器、本地译码器(发端译码器)三部分组成。比较器是用来比较x(t)与xo(t)大小的，定时判决器按x(t)一xo(t) > 0输出1,x(t)一xo(t) < 0 输出0的原则进行判决，由本地译码器产生xo(t)。

ΔM解码器（收端）由译码器（码型变换和积分器）和低痛滤波器组成，核心电路应该是积分器。

2．1．3 简单增量调制与解调系统各单元电路组成与说明 ① 比较器

比较器由相加器和限幅器构成，其电路原理图如图2.10所示。

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相加器由Q1和Q2组成，音频信号f(t)和本地译码器送来的比较信号?fo(t)，各通过一个1KΩ电阻加到BG1共基放大器的射极进行电流相加。由于?fo(t)和f(t)反相，所以是 两信号相减或者说是比较。用共基接法做成比较器是一个比较理想的电路，因为电流比较器的动态范围大，其基极放大熟人阻抗低，可以减少?fo(t)与f(t)彼此之间的干扰，而且共基电路的频率特性好。BG2采用共集射随电路，起隔离作用。

图2.10 比较器电路原理图

限幅放大器由Q3与Q4组成，当e(t)> 0时，Q4的输出为+3V，当e(t)< 0时，Q4的输出为+3V。整个比较器的放大量要根据本地译码器输出的量化台阶?的大小决定，放大倍数K应满足： K?② 本地译码器

2?3(V)?(V) 本地译码器由极性变换电路、积分器和射随器组成，其电路如图2.11所示。

图2.11 本地译码器电路图

极性变换电路由Q5、Q6和Q7所组成，功能是将抽样判决电路输出的单极性枚序列P(t)变换成双极性码。当P(t)由低电平0.3V（0码）跳变为高电平3.6V(1码)时，通过电容的耦合作用，使得Q5截止，Q6饱和导通，A点的电位近似为-12V。当P(t)由高电平跳变为低

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电平时，Q6截止，Q5饱和导通，A点的电位近似为+12V。因此，A点的输出电压幅度近似为±12V的双极性码。经Q7射随隔离后输出。

积分电路由R（2.2K）和C（0.022）组成，电容C上的电压，就是本地译码器输出的比较信号fo(t)，输出的信号经Q8射随后送到比较器。

③ 抽样脉冲发生器与抽样判决电路

抽样脉冲发生器和抽样判决器电路组成如图2.12所示。 由图可见，抽样脉冲发生器由128KHZ振荡器（直接用EWB中的方波源）、二分频器和单稳电路组成。输出为64KHZ的窄脉冲，作为抽样脉冲。在ΔM编码系统中，如果抽样脉冲的频率在100KHZ左右，就可以得到比较

满意的话音质量。 图2.12抽样脉冲发生器和抽样判决器电路图

抽样判决电路由D触发器构成，在CP的前沿到来时刻，若e(t)＞0，则p(t)为“1”码，若e(t)< 0，则p(t)为“0”码。

④ 解调译码器与低通滤波器

ΔM译码系统主要由译码器和低通滤波器组成，其译码器由码型变换和反相放大、积分器和射极跟随器等3部分组成，它与编码系统中的电路相同，可参见图2.11。

由于p(t)是单极性的，因此加到积分器前一定要变为双极性信号，这就是需要码型变换的原因。反向放大一方面把双极性信号放大，另一方面使它反相，这样经积分就得一 –xo(t)。积分器一般用时间常数较大的RC充放电电路，这样可以得到近似锯齿波的斜变电压。积分器后面的射极器是把积分器和放大器分开，保证积分器输出端有较高的阻抗。积分器的时间常数RC选得越大，充电放电的直线线性越好，但RC太大时，在Ts时间内上升(或下降)的量价σ越小，一般选择在(15-30)Ts比较合适。低通滤波器电路如图2.13所示。其功用是滤去量化误差的高频成份，恢复x(t)。

2.2 扩展实验内容与方法步骤 图2.13低通滤波器电路图

在了解并熟悉了ΔM调制与解调系统电路的基础上，用EWB仿真软件建立各单元电路，并对各单元电路进行调测，以确保各单元电路正确无误。而后将各单元电路用EWB软件做成子电路模块，按图2.14构建实验系统电路。

2．2．1 ΔM编码信号的产生与观测 ① 输出主时钟和抽样脉冲信号观测

用双踪示波器同时观测并记录输出主时钟信号128KHZ和抽样脉冲信号的波形，观测时以主时钟信号作示波器的同步。分析和掌握ΔM编码抽样脉冲信号与输出主时钟的对应关系

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（同步沿、脉冲宽度等）。

图2.14 实验用ΔM调制与解调系统电路

② 模拟信号与ΔM编码数据的测量

1）用函数信号发生器产生一频率为2000Hz, 电平幅度为3Vp-p的正弦波测试信号送入ΔM编码器的输入端。

实验数据测量

1) 观测并记录模拟信号f(t)波形与比较信号?f(t)波形。 2) 观察并记录模拟输入信号与ΔM编码输出信号的波形。

3) 根据观测记录的信号波形，分析和说明模拟信号与ΔM编码器输出信号的特点。

2．2．2 ΔM译码器输出信号观测 ①ΔM译码器输出模拟信号观测

1）保持函数信号发生器输出信号不变：频率为2KHZ、电平为3Vp-p的正弦波。 2）观测并记录译码器输入端、积分器输出端和译码器输出端的还原信号波形，以输入模拟信号作示波器同步。定性的观测解码恢复出的模拟信号质量。

实验证明，虽然增量调制系统的话音质量不如脉冲编码调制PCM数字系统的音质，但是增量调制电路比较简单，能从较低的数码率进行编码，通常为16～32kbit/s，而且在用于单路数字电话通信时，不需要收发端同步，故增量调制系统仍然广泛应用于数字话音通信系统中，如应用在传输数码率的军事，野外及保密数字电话等方面。

四．实验预习

1．什么是模拟信号？什么是数字信号？

2．模拟信号数字化的过程是什么？什么是量化与编码？ 3．PCM编/译码的实质是什么？ 4．对ΔM调制与解调电路有什么建议?

五．实验报告

1. 整理实验数据，画出相应的曲线和波形。

2. 思考在通信系统中PCM接收端应如何获得接收输入时钟和接收帧同步时钟信号？ 3. MC145540 PCM编码器输出的PCM数据的速率是多少？在本次实验系统中,为什么要给MC145540提供2.048MHz的时钟？

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实验三 码型变换AMI/HDB3实验

一．实验目的

1．了解二进制单极性码变换为AMI/HDB3 码的编码规则； 2．熟悉AMI码与HDB3 码的基本特征；

3．熟悉HDB3 码的编译码器工作原理和实现方法； 4．根据测量和分析结果，画出电路关键部位的波形；

二．实验仪器

1．JH5001 通信原理综合实验系统 一台 2．双踪示波器 一台 3．函数信号发生器 一台

三、实验任务与要求 1．基本实验

1．1实验原理和电路说明 1．1．1 实验原理

AMI 码的全称是传号交替反转码。这是一种将消息代码0（空号）和1（传号）按如下规则进行编码的码：代码的0 仍变换为传输码的0，而把代码中的1 交替地变换为传输码的+1、–1、+1、–1…由于AMI 码的传号交替反转，故由它决定的基带信号将出现正负脉冲交替，而0 电位保持不变的规律。由此看出，这种基带信号无直流成分，且只有很小的低频成分，因而它特别适宜在不允许这些成分通过的信道中传输。

由AMI 码的编码规则看出，它已从一个二进制符号序列变成了一个三进制符号序列，即把一个二进制符号变换成一个三进制符号。把一个二进制符号变换成一个三进制符号所构成的码称为1B/1T 码型。。AMI 码对应的波形是占空比为0.5 的双极性归零码，即脉冲宽度τ与码元宽度（码元周期、码元间隔）TS 的关系是τ=0.5TS。

AMI 码除有上述特点外，还有编译码电路简单及便于观察误码情况等优点，它是一种基本的线路码，并得到广泛采用。但是，AMI 码有一个重要缺点，即接收端从该信号中来获取定时信息时，由于它可能出现长的连0 串，因而会造成提取定时信号的困难。为了保持AMI 码的优点而克服其缺点，人们提出了许多种类的改进AMI 码，HDB3 码就是其中有代表性的一种。

HDB3码的全称是三阶高密度双极性码。它的编码原理是这样的：先把消息代码变换成AMI码，然后去检查AMI 码的连0串情况，当没有4个以上连0串时，则这时的AMI码就是HDB3码；当出现4个以上连0串时，则将每4个连0小段的第4个0变换成与其前一非0符号（＋1 或–1）同极性的符号。显然，这样做可能破坏“极性交替反转”的规律。这个符号就称为破坏符号，用V 符号表示（即+1 记为+V, –１记为–V）。为使附加V符号后的序列不破坏“极性交替反转”造成的无直流特性，还必须保证相邻V符号也应极性交替。这一点，当相邻符号之间有奇数个非０符号时，则是能得到保证的；当有偶数个非0 符号时，则就得不到保证，这时再将该小段的第1个0 变换成+B 或–B符号的极性与前一非0 符号的相反，并让后面的非0符号从V 符号开始再交替变化。

虽然HDB3码的编码规则比较复杂，但译码却比较简单。从上述原理看出，每一个破坏

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符号V 总是与前一非0符号同极性（包括B 在内）。这就是说，从收到的符号序列中可以容易地找到破坏点V于是也断定V 符号及其前面的3个符号必是连0符号，从而恢复4个连0码，再将所有–1变成+1 后便得到原消息代码。HDB3 码是占空比为 0.5 的双极性归零码。

设信息码为0000 0110 0001 0000 0，则NRZ 码、AMI 码，HDB3 码如图3.1 所示。

图3.1 NRZ、AMI、HDB3 关系图

HDB3 码是CCITT 推荐使用的线路编码之一。HDB3 码的特点是明显的，它除了保持AMI 码的优点外，还增加了使连0 串减少到至多3 个的优点，这对于定时信号的恢复是十分有利的。AMI/HDB3 频谱示意图参见图3.2.。

1．1．2 实验电路说明 图 3.2 AMI/HDB3 频谱示意图

在通信原理综合试验箱中，采用了CD22103 专用芯片（UD01）实现AMI／HDB3 的编译码实验，在该电路模块中，没有采用复杂的线圈耦合的方法来实现HDB3 码字的转换，而是采用运算放大器（UD02）完成对AMI/HDB3 输出进行电平变换。变换输出为双极性码或单极性码。由于AMI/HDB3 为归零码，含有丰富的时钟分量，因此输出数据直接送到位同步提取锁相环（PLL）提取接收时钟。其AMI/HDB3 编译码系统组成电原理图见图3.3。

图 3.3 AMI/HDB3码型变换电路原理图

电路的工作原理：

输入的码流进入UD01 的1脚，在2 脚时钟信号的推动下输入UD01 的编码单元，HDB3 与AMI 由跳线开关KD03 选择。编码之后的结果在UD01 的14（TPD03）、15（TPD04）

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脚输出。输出信号在电路上直接返回到UD01 的11、13 脚，由UD01 内部译码单元进行译码。通常译码之后TPD07 与TPD01的波形应一致，但由于当前的输出HDB3 码字可能与前4 个码字有关，因而HDB3 的编译码时延较大。运算放大器UD02A 构成一个差分放大器，用来将线路输出的HDB3 码变换为双极性码输出（TPD05）。运算放大器UD02B 构成一个相加器，用来将线路输出的HDB3码变换为单极性码输出（TPD08）。

跳线开关KD01 用于输入编码信号选择：当KD01 设置在Dt 位置时（左端），输入编码信号来自复接模块的TDM 帧信号；当KD01 设置在M 位置时（右端），输入编码信号来自本地的m 序列，用于编码信号观测。本地的m 序列格式受CMI 编码模块跳线开关KX02 控制：KX02 设置在1_2 位置（左端），为15 位周期m 序列（111100010011010）；KX02 设置在2_3 位置（右端），为7 位周期m 序列（1110010）。

跳线开关KD02 用于选择将双极性码或单极性码送到位同步提取锁相环提取收时钟：当KD02 设置在1_2 位置（左端），输出为双极性码；当KD02 设置2_3 位置（右端），输出为单极性码。

跳线开关KD03 用于AMI 或HDB3 方式选择：当KD03 设置在HDB3 状态时（左端），UD01 完成HDB3 编译码系统；当KD03 设置在AMI 状态时（右端），UD01 完成AMI 编译码系统。

该模块内各测试点的安排如下：

1．TPD01：编码输入数据（256Kbps） 2．TPD02：256KHz 编码输入时钟（256KHz） 3．TPD03：HDB3 输出+ 4．TPD04：HDB3 输出–

5．TPD05：HDB3 输出（双极性码） 6．TPD06：译码输入时钟（256KHz） 7．TPD07：译码输出数据（256Kbps） 8．TPD08： HDB3 输出（单极性码）

1．2实验内容与方法步骤

AMI/HDB3 编译码系统组成框图见图3.4。

图 3.4 AMI/HDB3 编译码模块组成框图

1. AMI 码编码规则验证

（1） 首先将输入信号选择跳线开关KD01 设置在M 位置（右端）、单/双极性码输出选择开关设置KD02 设置在2_3 位置（右端）、AMI/HDB3 编码开关KD03 设置在AMI 位

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置（右端），使该模块工作在AMI 码方式。

（2） 将CMI编码模块内的M序列类型选择跳线开关KX02 设置在2_3 位置（右端），产生7 位周期m 序列。用示波器同时观测输入数据TPD01 和AMI 输出双极性编码数据TPD05 波形及单极性编码数据TPD08 波形，观测时用TPD01 同步。分析观测输入数据与输出数据关系是否满足AMI 编码关系，画下一个M 序列周期的测试波形。

（3） 将CMI编码模块内的M序列类型选择跳线开关KX02 设置在1_2 位置（左端），产生15 位周期m 序列。重复上述测试步骤，记录测试结果。

（4） 将输入数据选择跳线开关KD01 拨除，将示波器探头从TPD01 测试点移去，使输入数据端口悬空产生全1 码。重复上述测试步骤，记录测试结果。

（5） 将输入数据选择跳线开关KD01 拨除，用一短路线一端接地，另一端十分小心地插入测试孔TPD01，使输入数据为全0 码（或采用将示波器探头接入TPD01 测试点上，使数据端口不悬空，则输入数据亦为全0 码）。重复上述测试步骤，记录测试结果。

2. AMI 码译码和时延测量

（1） 将输入数据选择跳线开关KD01 设置在M 位置（右端）；将CMI 编码模块内的M 序列类型选择跳线开关KX02 设置在1_2 位置（左端），产生15 位周期m 序列；将锁相环模块内输入信号选择跳线开关KP02 设置在HDB3 位置（左端）。

（2） 用示波器同时观测输入数据TPD01 和AMI 译码 输出数据TPD07 波形，观测时用TPD01 同步。观测AMI 译码输出数据是否满正确，画下测试波形。问：AMI编码和译码的的数据时延是多少？

（3） 将CMI编码模块内的M序列类型选择跳线开关KX02 设置在2_3 位置（右端），产生7 位周期m 序列。重复上译步骤测量，记录测试结果。问：此时AMI 编码和译码的的数据时延是多少？

思考：数据延时量测量因考虑到什么因数？

3. AMI 编码信号中同步时钟分量定性观测

（1） 将输入数据选择跳线开关KD01 设置在M 位置（右端），将CMI 编码模块内的M 序列类型选择跳线开关KX02 设置在1_2 位置，产生15 位周期m 序列；将锁相环模块内输入信号选择跳线开关KP02 设置在HDB3 位置（左端）。

（2） 将极性码输出选择跳线开关KD02 设置在2_3 位置（右端）产生单极性码输出，用示波器测量模拟锁相环模块TPP01 波形；然后将跳线开关KD02 设置在1_2 位置（左端）产生双极性码输出，观测TPP01 波形变化。通过测量结果回答：

① AMI编码信号转换为双极性码或单极性码后，那一种码型时钟分量更丰富，为什么？ ②接收机应将接收到的信号转换成何种码型才有利于收端位定时电路对接收时钟进行提取。

（3） 将极性码输出选择跳线开关KD02 设置在2_3 位置（右端）产生单极性码输出，使输入数据为全“1”码（方法见1），重复上述测试步骤，记录分析测试结果。

（4） 使输入数据为全“0”码（方法见1），重复上述测试步骤，记录测试结果。思考：具有长连0 码格式的数据在AMI 编译码系统中传输会带来什么问题，如何解决？

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4. AMI 译码位定时恢复测量

（1） 将输入数据选择跳线开关KD01 设置在M 位置（右端），将CMI 编码模块内的M 序列类型选择跳线开关KX02 设置在1_2（或2_3）位置，将锁相环模块内输入信号选择跳线开关KP02 设置在HDB3 位置（左端）。

（2） 先将跳线开关KD02 设置在2_3 位置（右端）单极性码输出，用示波器测量同时观测发送时钟测试点TPD02 和接收时钟测试点TPD06 波形，测量时用TPD02同步。此时两收发时钟应同步。然后，再将跳线开关KD02 设置在1_2 位置（左端）单极性码输出，观测TPD02 和TPD06 波形。记录和分析测量结果。

（3） 将跳线开关KD02 设置回2_3 位置（右端）单极性码输出，再将跳线开关KD01 拨除，使输入数据为全1 码或全0 码（方法见1）。重复上述测试步骤，记录分析 测试结果。

思考：为什么在实际传输系统中使用HDB3 码？用其他方法行吗（如扰码）？

5. HDB3 码变换规则验证

（1） 首先将输入信号选择跳线开关KD01 设置在M 位置（右端）、单/双极性码输出选择开关设置KD02 设置在2_3 位置（右端）、AMI/HDB3 编码开关KD03 设置在HDB3 位置（左端），使该模块工作在HDB3 码方式。

（2） 将CMI编码模块内的M序列类型选择跳线开关KX02 设置在2_3 位置（右端），产生7 位周期m 序列。用示波器同时观测输入数据TPD01 和AMI 输出双极性编码数据TPD05 波形及单极性编码数据TPD08 波形，观测时用TPD01 同步。分析观测输入数据与输出数据关系是否满足AMI 编码关系，画下一个M 序列周期的测试波形。

（3） 将CMI编码模块内的M序列类型选择跳线开关KX02 设置在1_2 位置（左端），产生15 位周期m 序列。重复上述测试步骤，记录测试结果。

（4） 使输入数据端口悬空产生全1 码（方法同1），重复上述测试步骤，记录测试结果。

（5） 使输入数据为全0 码（方法同1），重复上述测试步骤，记录测试结果。

6. HDB3 码译码和时延测量

（1） 将输入数据选择跳线开关KD01 设置在M 位置（右端）；将CMI 编码模块内的M 序列类型选择跳线开关KX02 设置在1_2 位置（左端），产生15 位周期m 序列；将锁相环模块内输入信号选择跳线开关KP02 设置在HDB3 位置（左端）。

（2） 用示波器同时观测输入数据TPD01 和HDB3 译码输出数据TPD07 波形，观测时用TPD01 同步。分析观测HDB3 编码输入数据与HDB3 译码输出数据关系是否满足HDB3 编译码系统要求，画下测试波形。问：HDB3 编码和译码的的数据时延是多少？

（3） 将CMI编码模块内的M序列类型选择跳线开关KX02 设置在2_3 位置（右端），产生7 位周期m 序列。重复上译步骤测量，记录测试结果。问：此时HDB3 编码和译码的的数据时延是多少，为什么？

7. HDB3 编码信号中同步时钟分量定性观测

（1） 将输入数据选择跳线开关KD01 设置在M 位置（右端），将CMI 编码模块内的M 序列类型选择跳线开关KX02 设置在1_2 位置，产生15 位周期m 序列；将锁相环模块

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内输入信号选择跳线开关KP02 设置在HDB3 位置（左端）。

（2） 将极性码输出选择跳线开关KD02 设置在2_3 位置（右端）产生单极性码输出，用示波器测量模拟锁相环模块TPP01 波形；然后将跳线开关KD02 设置在1_2 位置（左端）产生双极性码输出，观测TPP01 波形变化根据测量结果思考：HDB3编码信号转换为双极性码和单极性码中那一种码型时钟分量丰富。

（3） 将极性码输出选择跳线开关KD02 设置在2_3 位置（右端）产生单极性码输出，使输入数据为全“1”码（方法见1），重复上述测试步骤，记录分析测试结果。

（4） 使输入数据为全“0”码（方法见1），重复上述测试步骤，记录测试结果。分析总结：HDB3 码与AMI 码有何不一样的结果？

8. HDB3 译码位定时恢复测量

（1） 将输入数据选择跳线开关KD01 设置在M 位置（右端），将CMI 编码模块内的M 序列类型选择跳线开关KX02 设置在1_2（或2_3）位置，将锁相环模块内输入信号选择跳线开关KP02 设置在HDB3 位置（左端）。

（2） 先将跳线开关KD02 设置在2_3 位置（右端）单极性码输出，用示波器测量同时观测发送时钟测试点TPD02 和接收时钟测试点TPD06 波形，测量时用TPD02同步。此时两收发时钟应同步。然后，再将跳线开关KD02 设置在1_2 位置（左端）单极性码输出，观测TPD02 和TPD06 波形。记录和分析测量结果。根据测量

结果思考：接收端为便于提取位同步信号，需要对收到的HDB3 编码信号做何处理？

（3） 将跳线开关KD02 设置回2_3 位置（右端）单极性码输出，再将跳线开关KD01拨除，使输入数据为全1 码或全0 码（方法见1）。重复上述测试步骤，记录分析测试结果。

2．扩展实验电路说明

以上实验，实现HDB3编/译码，采用的是大规模集成电路。为了便于让同学们全面了解和掌握HDB3编解码电路的原理，本仿真实验采用分立数字集成电路构成，它主要包括：HDB3编解码定时脉冲形成与信码产生器、HDB3编码器和解码器。仿真仅要求实现HDB3编码。

2．1 HDB3编码定时脉冲形成与1000信码产生器

为了实现HDB3实验，设立该部分的目的：一是产生HDB3编码所需的定时脉冲，二是产生HDB3实验所需的信码时钟。其电路组成原理图如图3.5所示。

图3.5 HDB3编解码定时脉冲形成与信码产生器组成框图

由图可见，HDB3编/解码定时脉冲，由集成电路（74LS04）六非门中的M1和M2与4.096MHZ的晶体组成，,其振荡输出信号经过M3和M4整形后送到D1触发器 (74LS74)二分频后, 得到2.048MHZ的时钟源，作HDB3编/解码器的器定时脉冲。

为便于理解和掌握AMI码，本实验电路中特设立了1000信码源。它由二分频器D2、D3

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（74LS74）与双输入或非门M5构成。

编/解码定时电路输出的2.048MHZ的时钟脉冲，作为二分频器D2的CLK信号，经二分频后输出1.024MHZ的脉冲信号, 这个脉冲信号一路输入M5的一个输入端; 另一路输送到D3触发器再次二分频，得到512KHZ的脉冲信号输入M5的另一输

入端, 经过M5后输出 “1000”的信码。如图3.6所示。

2．2 M序列发生器 图3.6 1000信码波形

实际的数字信号是随机的，为了实验和检测的方便，一般用M序列发生器产生一个伪随机序列来充当数字信号源。

本实验电路中的M序列的产生是由五位移位寄存器（74LS175四D触发器和7474双D触发器构成）、四输入与非门（74LS20）、非门（7404）和异或门（7486）构成。其电原理图见3.7，由原理图产生的M序

列逻辑图如图3.8所示。 图3.8 M序列电路原理图

由此产生的32位伪随机码是：00000101011101100011111001101001，其波形

如图3.9所示 图3.9 M序列信码波形图

2．3 HDB3 的编码部分电路组成与工作原理

编码电路接收终端机传来的单极性非归零信码，并把这种码变换成为HDB3码送往传输信道。编码部分的组成电原理图如图3.10所示。由此产生的原理方框图如图3.11所示：

本实验电路中的编码器由连“0”码检出及

补“V”电路、取代节判决选择、破坏点产生和

单双变换四个部分组成。 图3.11 HDB3编码器组成框图

2.3.1.四连“0”检测及补“V”电路

四连零检出电路的作用是:当信码流中出现四个连“0”码时，检出一个控制信号。本实验中，四连“0”检测及补“V”电路组成如图3.12所示。

图3.12四连“0”检测及补“V”电路

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它由IC1/A、IC1/B、IC2/A、IC2B和IC3组成。单极性信码进入本电路，首先检测有无四连“0”码．没有四连“0”时，信码不改变地通过;有四连“0”时，在时序图上P3出一个负脉冲,从而也使得P4补一个正脉冲,即在第四个“0”码出现时，将一个“1”码放入信码中,取代第四个“0”码，补入“1”码称为V码,故P4点信码为1+V.

2.3.2 取代节选择及补B码电路

电路组成如图3.13所示。

图3.13 HDB3编码电路原理图

取代节判决电路作用是:当有四个连“0”出现时，判别由哪种取代节(BOOV或000V)来取代四连“0”码，该判别电路由IC3,IC1C, IC1D,,IC4A, IC4D,IC5B组成, 其功能是计算两个V码之间的“1“码的个数，若为奇数，则用0OOV作为取代节;若为偶数，则将0OOV中的第一个“0”改为“1”(补B)，即此时用“BOOV”作为取代节,过程如下:补V后的信码由PT4加到IC3的D1端,经延时由IC3的D4输出到IC4A的1脚,IC5B是一个计数器,其功能是计算相邻两个V码间1的个数,根据逻辑和时序关系,V0点出1时刻对应于IC4A的1脚输入信码中取代节的第1位,当两个V之间计数为偶数时,对应位B0为1,于是PT5出一个负脉冲,加到IC4A的1脚,从而对2脚的1+V信码补B。

2.3.3 破坏点形成电路

电路组成参见图3.13。破坏点产生电路是把取代节最后一比特变成极性交替的破坏点。基本思想是在取代节的第二位加入一个插入码“1”,使取代节中位于其后的V码在极性交替翻转电路中多翻转一次,从而与前一个1同极性,因而破坏了极性交替反转的规律，形成了“破坏点”。

2.3.4 单/双极性变换电路

B7信号,PT11对应正极性,TPT10对应负极性。作为发送码，即线路码输出。本实验的HDB3编码器产生的线路码，符合ITU-TG.703要求的输出波形。（ITU-TG.703要求详见附2）。

2．4 HDB3 的解码部分电路组成与工作原理（仅介绍原理，仿真不作要求）

根据:HDB3码的特点，HDB3码解码主要分成四步进行:首先检出极性破坏点，即找出四连“0”中添加的V码的位置(破坏点的位置)，其次去掉添加的V码，最后去掉四连“0”第一位添加的B码，还原成单极性不归零码。同时还需完成恢复位定时。

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本实验中的解码部分组成电原理图如图3.13所示（附本节后），由此产生的原理方框图如图3.15所示：各部分功能简述如下:

图3.15 解码系统电路组成框图

2.4.1 双/单极性变换电路

本电路由变压器T2,二极管D1,D2,D3,电阻A5,A6组成,从传输线来的HDB3码加入本电路，输入端与外线路匹配.经变压器将双极性脉冲分成两路单极性脉冲,B点得到正极性一路,C点得到负极性一路。

2.4.2判决电路

本电路由IC16A,IC16B,IC16D,IC16E,IC17D,IC17C,IC17A组成,选用合适的判决电平以去除信码经信道传输之后引入的干扰信号。信码经判决电路后成为半占空(请思考为什么要形成半占空码?)的两路信号。相加后成为一路单极性归0信码．送到定时恢复电路和信码再生电路。

2.4.3 破坏点检测电路

本电路由IC22A,IC22D,IC23A,IC24E,和IC22B, IC23B, IC24D, IC22C 及IC21A组成,它的输入是B和B-两个脉冲序列.由HDB3编码规则已知在破坏点处会出现相同极性的脉冲，就是说这时B+和B-不是依次而是连续出现的，所以可以由此测出破坏点.F1点检出V+,F2点检出V-,因而在V脉冲出现的时刻H点有一个正脉冲输出并加到IC21B的第9脚.此正脉冲对应HDB3信码的第四位.大家可根据所学知识画出H点V检出时序图。

2.4.4 去除取代节和信码再生电路

本电路由IC21B,IC20,IC19A组成, 由IC17A的1脚输出的单极性归0信码送到IC20的4脚D1端,在位定是脉冲的控制下进行信码再生,IC20(74LS175)是由四个D触发器组成的移位寄存器,它的Q2,Q3加到IC21B的输入端,在V码出现的时刻, Q2,Q3分别对应取代节的第2位和第3位,他们都为0,Q2,Q3为1,和H点出现的正脉冲使得IC21B出0,加IC20的第1脚清零端,使取代节的四位全为0,从而去掉了取代节,再将信码经IC19A整形即可恢复原来的信码。破坏点检测与去除取代节电路一起完成信码再生功能。

2.4.5 定时恢复电路

已知随机序列的功率谱

PS(ω)=2fS P(1-P)|G1(f)-G2(f)|2 + f|P G1(0)+(1-P)G2(0)|δ(f)+2fS |P G1(mfS)+(1-P)G2(mfS)|2δ(f-mfS)

其中TS=l/fs为基带脉冲宽度;g1(t)和g2(t)则代表二进制符号的“0”和“1”,它们出现的概率为P和(l-P);

G1(f)= g1(t)e-j2fπtdt

由PS表达式中可见，此功率谱中包含连续谱和离散谱.若信号为双极性并且两极性波形等概

2

2

2

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率出现时P=l-P,G1(f)=-G2(f),则在PS(ω)的表达式中后两项为0，没有离散谱存在，这对于位定时恢复是不利的。所以将信码先整流成为单极性码，再送入位定时恢复电路，用滤波法由信码提取位定时，这里给出的电路是用线性放大器做成选频放大器来选取定时频率分量。经整流恢复出的位定时信号用于信码再生电路，使两者同步。本电路由晶体管9013,电阻A10, A11,A3, A12, R14,电容C3,C2,C7,二极管A13,A14,变压器L1组成选频放大电路,经C4,A15延时,由IC24A,IC24F,IC24B整形后加到IC20第9脚作为定时用。

HDB3的优点是无直流成分，低频成分少，即使有长连“0”码时也能提取位同步信号。缺点是编译码电路比较复杂。HDB3是CCITT建议欧洲系列一、二、三次群的接口码型。

本电路输入B+和B-两个脉冲序列. 由HDB3编码规则已知在破坏点会出现相同极性的脉冲,就是说这时B-和B+不是依次而连续出现的,所以可以由此测出破坏点.本电路在V脉冲出现的时刻有输出脉冲.

图3.13解码部分电原理图

2．2实验内容与方法步骤

本实验设备提供一个实际使用的HDB3编/解码电路。实验者要根据基本原理, 分析说明电路工作原理与各部分功能。在熟悉了整个实验电路以后，方可开始进行实验。具体实验内容与方法步骤是：

1．定时信号的检测和信码的检测.

为了实验与检测电路方便，我们提供了一个时钟源和标准信号源电路。时钟源是2.048MHZ的脉冲信号, 信号源电路提供1000码序列和M序列。实验者可以自己分析工作原理,了解并掌握

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时钟源和标准信号源的检测方法并画出各信号波形。将检测的结果填如表中。 测量点 PTZ PTC M序列

波 形/幅 度 频 率 备 注 1000信码 2．加入1000信码时的编/解码电路的检测

加1000码, 分析电路, 使其按AMI编码方式正常工作，检测输出波形。具体方法是： （1）将K1接1000信码输出。

（2）用示波器检测并记录编码部分PT3-PT12测试点的信号波形。并分析各级的工作特点，掌握电路的检测技能，验证AMI编码规则。

3．加入M序列信码时的编码电路的检测

加入M序列信码, 分析电路, 使其按HDB3编码方式正常工作，检测输出波形。具体方法是： （1）将K1接M序列输出信码。

（2）用示波器检测编码部分PT3—PT12测试点的信号波形，验证HDB3编码规则

4．加入全“1”全“0”信码时的编码电路的检测

（1）将K2接入，且分别选择全“1”或全“0”信码。

（2）用示波器检测编码部分PT3—PT12测试点的信号波形，验证AMI/HDB3编码规则。

四．实验预习

1．不归零码和归零码的特点是什么？

2. 设代码为全1，全0 及0111 0010 0000 1100 0010 0000，给出AMI 及HDB3 码的 代码和波形。

五、实验报告

1、 根据实验结果，画出主要测量点波形；

2、 根据测量结果，分析AMI 码和HDB3 码收时钟提取电路受输入数据影响的关系； 3、 总结HDB3 码的信号特征；

附1：CD22103 的引脚及内部框图

CD22103 的引脚及内部框图如图3.5 所示：

详细说明如下：

（1）NRZ-IN 编码器NRZ 信号输入端； （2）CTX 编码时钟（位同步信号）输入端； （3）HDB3/ AMI 码型选择端：接TTL 高电平时，选择HDB3 码；接TTL低电平时，选择AMI 码； （4）NRZ-OUT HDB3 译码后信码输出端； （5）CRX 译码时钟（位同步信号）输入端； （6）RAIS 告警指示信号（AIS）检测电路复位端，负脉冲有效；

（7）AIS AIS 信号输出端，有AIS 信号为高电平，无ALS 信号时为低电平；

（8）VSS 接地端； （9）ERR 不符合HDB3/AMI 编码规则的误码脉冲输出端； （10）CKR HDB3 码的汇总输出端； （11）+HDB3-IN HDB3 译码器正码输入端； （12）LTF HDB3 译码内部环回控制端，接高电平时为环回，接低电平时为正常；

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（13）-HDB3-IN HDB3 译码器负码输入端； （14）-HDB3-OUT HDB3 编码器负码输出端； （15）+HDB3-OUT HDB3 编码器正码输出端； （16）VDD 接电源端（+5V）

图3.5 CD22103 的引脚及内部框图

CD22103 主要由发送编码和接收译码两部分组成，工作速率为50Kb/s~10Mb/s。两部分功能简述如下。 发送部分：

当HDB3/ AMI 端接高电平时，编码电路在编码时钟CTX 下降沿的作用下，将NRZ 码编成HDB3 码（+HDB3-OUT、-HDB3-OUT 两路输出）；接低电平时，编成AMI 码。编码输出比输入码延迟4 个时钟周期。 接收部分：

（1）在译码时钟CRX 的上升沿作用下，将HDB3 码（或AMI 码）译成NRZ 码。译码输出比输入码延迟4 个时钟周期。

（2）HDB3 码经逻辑组合后从CKR 端输出，供时钟提取等外部电路使用；

（3）可在不断业务的情况下进行误码监测，检测出的误码脉冲从ERR 端输出，其脉宽等于收时钟的一个周期，可用此进行误码计数。

（4）可检测出所接收的AIS 码，检测周期由外部RAIS 决定。据CCITT 规定，在RAIS信号的一个周期（500s）内，若接收信号中“0”码个数少于3，则AIS 端输出高电平，使系统告警电路输出相应的告警信号，若接收信号中“0”码个数不少于3，AIS 端输出低电平，表示接收信号正常。 （5）具有环回功能

附2：ITU-TG.703技术指标

ITU—T对于通讯系统、网络、传输等都有详细、严格的规定, 分别以各项建议的形式给出.。研制设备、网络等应符合相应的各项建议中的技术指标要求。本实验中用到的G.703建议是对分层的数字接口的物理和电气性能要求。下面给出Ｇ.703中对2.048MHZ码的输出的部分要求: 测试负载阻抗75Ω,电抗性。 信号峰值电压2.37V

空号峰值电压0±0.237V 脉冲中点处正负脉冲幅度值比0.9-1.05 标称半幅度处脉冲宽度比0.95-1.05 脉冲形状标称为矩形, 波形上、下冲不超过20℅

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实验四 移相键控PSK调制与解调实验

一．实验目的

1．掌握2PSK和2DPSK调制与解调电路的组成及工作原理。

2．了解“0”相和“π”相载频产生方法与掌握二进制绝对码与相对码的码变换方法. 3．掌握2PSK和2DPSK调制器、解调器的测试方法与学会PSK调制电路仿真实验技能。

二．实验仪器

1． 现代通信原理实验系统 一台 2． 双踪示波器 一台

三、实验任务与要求 1．基本实验

1．1实验原理和电路说明

通信的最终目的是实现远距离传输信息。虽然数字基带信号可以进行近距离地直接传输，但要实现数字信息的远距离传输,特别是实现在无线电或光纤信道上的传输,就必须要将数字基带信号的频谱搬移到高频段,即实现使数字基带信号在有限带宽的高频信道中传输,则需要进行数字信号的载波调制。

调制信号为二进制序列时的数字频带调制称为二进制数字调制。由于被调载波有幅度、频率、相位三个独立的可控参量，当用二进制信号分别调制这三种参量时，就形成了二进制振幅键控(2ASK)、二进制移频键控（2FSK）、二进制移相键控(2PSK)三种最基本的数字频带调制信号，而每种调制信号的受控参量只有两种离散变换状态。本实验中只讨论二进制移相键控（2PSK）信号的产生与二进制移相键控（2PSK）信号的解调。

1) 二进制移相键控与二进制差分相位键控调制（2PSK与2DPSK）

众所周知，数字相位调制又称移相键控，简记PSK,二进制移相键控记作2PSK。它是利用载波相位的变化来传送数字信息的。通常有两种类型：绝对相移与相对相移

所谓绝对移相是以载波的不同相位的绝对值来直接传送相应二进制数字信号的一种调制方式，简称2PSK。通常用已调载波的“0”相和“π”相，分别表示二进制数字的“1”和“0”

那么，怎样才能让载波不同相位的绝对值来传递数字信息呢?实现绝对相移的电路模型如图

4.1所示： 图4.1 绝对相移电路组成框图

由图可见，它是用所传输的数字基带信号来控制电子开关，选择不同相位的载波输出，而载波的幅度和频率都不变，从而就得到载波相位发

生变化的已调信号。我们把这种调制方式称为绝对数字相位调制。即2PSK调制。

实现2PSK调制时，在调制端是以某一载波的相位作基准的。为了恢复数字基带信号，接收端解调时，必须也要有一个与调制端同频同相的固定的载波基准相位作参考。如若因接收端遇到突发干扰（温度漂移或噪声干扰等）。就会使接收端的基准参考相位发生随机的跳

变(0相变π相或π相变0相)，则产生倒“π”现象（或称相位模糊），对系统的误码和 性能影响很大，使通信质量很差，故在实际工程中，基本不使用。为了克服这种现象，通常

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频率是输入信号频率的两倍，这有利于滤波器对纹波电压的滤除，使输出相位抖动小。为此，本次仿真实验选用异或门集成电路实现。

低通滤波器可用运算放大器构成一阶或二阶低通滤波电路，也可以用RC阻、容器件构成，为

简化实验电路，本次实验采用RC阻、容器件构成 低通滤波器，已知RC低通滤波器的通带频率为：

fH?1路组成如图4.16所示。 图4.16鉴相器与低通滤波器电路图

2?RC 。只要满足1KHZ

⑧ 抽样判决器与码反变换电路

由于经低通滤波器输出的数字基带信号存在一定程度的失真，故要经过抽样判决电路进行同步判决。同步判决电路由一个D触发器构成，由于D触发器是一个延迟器，故使输出信号脉冲较原输入脉冲滞后一个码元。

码反变换电路与码变换电路相似，其功能可由一个模二和电路与一级移位寄存器组成，逻辑关系为：ai?bi?bi?1，其

电路如图4.17所示。 图4.17抽样判决器与码反变换电路

2.2 扩展实验实验内容与方法步骤

根据图4.9，将各单元电路合理组成2PSK与2DPSK调制/解调系统电路。完成以下内容的实验仿真。

① 数字基带信号、同相与反相载波信号的产生与测量。

用示波器测量并记录P1、P2和P3点的波形。

② 数字基带信号的码型变换与观测。

用示波器测量并记录P3(An)和P4(Bn)点的波形,检验码型变换电路是否正确。

③ 2PSK与2DPSK调制信号的产生与测量

分别按2PSK与2DPSK调制/解调系统电路构建实验电路，用示波器测量并记录P3(An)和P5(2PSK)点的波形,检验调制电路是否工作正确。根据测量结果，分析比较2PSK与2DPSK调制的特点。

④ 2PSK与2DPSK信号的解调与测量

用示波器测量并记录P3(An)和P5(2PSK)、P6、P7、P8点的波形,检验解调电路是否工作正确。根据测量结果，分析比较2PSK与2DPSK调制的特点，说明2DPSK解调器系统由哪几大部分组成？简述各部分的作用。

四．实验报告要求

1． 分析实验电路的工作原理，叙述其工作过程。 2． 根据实验测试记录，画出各测量点的波形图。 3． 记录实验中出现的问题，提出改进意见。 4．

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实验五 移频键控FSK调制与解调系统设计实验

一．实验目的

数字频率调制是数据通信中使用较早的一种通信方式，由于这种调制解调方式容易实现，抗噪声和抗衰减性能强，因此在中低速数据通信系统中得到较为广泛的应用。通过此综合实验，应达到：

1．进一步加深对数字调制中的移频键控FSK调制器与解调器工作原理及电路组成的理解与掌握。

2．学会综合地、系统地应用已学到的知识，对移频键控FSK调制与解调系统电路的设计与仿真方法，提高独立解决问题的能力。

二．实验要求

构建并设计一个数字移频键控FSK传输系统，具体要求是：

主载波频率：11800HZ

载波1频率：2950HZ（四分频） 载波2频率：1475HZ（八分频）

数字基带信号NRZ：15位M序列，传输速率约为400波特。（32分频） FSK调制器可以采用数字门电路构成电子开关电路(或集成模拟开关)与采用集成

模拟乘法器，利用键控法实现。

FSK解调器可以采用非相干解调法或过零检测法实现。 传输信道不考虑噪声干扰，采用直接传输。 整个系统用EWB软件仿真完成。

三．综合设计原理与思路提示 1．实验原理

数字频率调制又称频移键控，记作FSK(Frequency Shift Keying),二进制频移键控记作2FSK。

数字频移键控是用载波的频率的变化来传送数字消息的，即用所传送的数字消息控制载波的频率。由于数字消息只有有限个取值，相应地，作为己调的FSK信号的频率也只能有有限个取值。那么，2FSK信号便是符号“1”对应于载频f1，而符号“0”对应于载频f2(与f1不同的另一载频)的已调波形，而且f1与f2之间的改变是瞬间完成的。从原理上讲，数字调频可用模拟调频法来实现，也可用键控法来实现，后者较为方便。

1）FSK调制信号的产生

实现数字频率调制的方法很多，总括起来有两类。直接调频法和移频键控法。注意到相邻两个振荡器波形的相位可能是连续的，也可能是不连续的，因此有相位连续的FSK及相位不连续的FSK之分。并分别记作CPFSK及DPFSK。

所谓直接调频法，就是用数字基带矩形脉冲控制一个振荡器的某些参数，直接改变振荡频率，使输出得到不同频率的已调信号。用此方法产生的2FSK信号对应着两个频率的载波，在码元转换时刻，两个载波相位能够保持连续，所以称其为相位连续的CPFSK信号。直接调频法产生的移频键控信号虽易于实现，但由于是同一振荡器产生两个不同频率的信号，在频率变换的过渡点相位是连续的，其频率稳定度较差。而且这种方法产生的FSK信号频移

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不能太大，否则振荡不稳，甚至停振，因而实际应用范围不广，仅适用于低速传输系统。 频率键控法又称为频率转换法，它是用数字矩形脉冲控制电子开关，使电子开关在两个独立的振荡器之间进行转换，从而在输出端得到不同频率的已调信号。由于产生f1和f2载频是由两个独立的振荡器实现，则输出的2FSK信号的相位是不连续的。这种方法的特点是转换速度快，波形好，频率稳定度高，电路不甚复杂，在实用中可以用一个频率合成器代替两个独立的振荡器,再经分频链，进行不同的分频，也可得到2FSK信号。故得到广泛应用。

此外，实用电路中还可以借助

于数字电路来实现移频键控，如图5.1所示。 图5.1频率键控调制器

由图可见，晶振输出的主载波，通过不同次数的分频(或倍频)器，可得到两种不同频率的载波，其相位也不完全相等。当数字基带信号g(t)为高电位时，与非门1关闭。与非门2打开，输出频率为f2的信号。当g(t)为低电位时与非门1打开，与非门2关闭，输出频率为f1的信号。这样，经过相加器相加后，就可输出2FSK信号。这种方法实现移频键控电路集成化程度高、体积小、可靠性高。

2 ）数字调频FSK信号的解调

数字调频信号的解调方法很多，可以分为线性鉴频法和分离滤波法两大类。线性鉴频法有模拟鉴频法、过零检测法、差分检测法等，分离滤波法又包括相干检测法、非相干检测法以及动态滤波法等。非相干检测的具体解调电路是包给检测法，相干检测的具体解调电路是同步检波法。下面仅就过零检测法与非相干检测法做以介绍。

（1）过零检测法

单位时间内信号经过零点的次数多少，可以用来衡量频率的高低。数字调频波的过零点数随不同载频而异，故检出过零点数可以得到关于频率的差异，这就是过零检测法的基本思想。过零检测法又称为零交点法，计数法。

其原理方框图及各点波形图见图5.2。 图5.2 过零检测法方框图及各点波形图

考虑一个相位连续的FSK信号a，经放大限幅得到一个矩形方波b，经微分电路得到双向微分脉冲c,经全波整流得到单向尖脉冲d,单向尖脉冲的密集程度反映了输入信号的频率高低，尖脉冲的个数就是信号过零点的数目。单向脉冲触发一脉冲发生器，产生一串幅度为

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E宽度为τ的矩形归零脉冲e..脉冲串e的直流分量代表着信号的频率，脉冲越密，直流分量越大，反映着输入信号的频率越高。经低通滤波器就可得到脉冲串的直流分量f这样就完成了频率∽幅度变换，从而再根据直流分量幅度上的区别还原出数字信号“1”和“0”。

(2)非相干解调法

2FSK非相干解调电路的系统原理框图如图5.3所示：主要由高通滤波器、包络检波器和电压比较器构成。

图5.3 非相干测法方框图及各点波形图

输入的FSK信号，经高通滤波器滤除两个载频中的一个，经包络检波器整流与低通滤波器后得到数字基带信号，最后经电压比较器就可得还原出的数字信号“1”和“0”。

2．设计思路提示 1）2FSK调制系统

本次综合设计实验的调制系统主要由主载波振荡器、分频器、Ｍ序列发生器、调制器、相加器和有源带通滤波器等构成。其调制电路的组成框图如图5.4所示。

图5.4 FSK 调制器电路组成框图

从图5.4可以看出，当信码为“１”时，分频链作４分频，即输出频率为2950Hz载波，信码为“０”时，分频链作８分频，输出频率为1475Hz载波。如此一来，多谐振荡器输出的载波，通过不同次数的分频，就得到了两种不同频率的输出，经相加器后，从而在输出端得到不同频率的已调信号，即FSK信号，完成了数字基带信号转换为数字频带信号的过程。

在了解与掌握2FSK调制系统电路的基础上，进行自己的设计与实验。需要设计的单元电路有：

①主载波振荡器

主要提供2FSK的载波和信码的定时信号，可用集成电路（555）构成多谐振荡器，产生的振荡频率为11800Hz载波，要求输出频率可调。

②分频器

将主载波按设计要求，一般用D触发器构成适当的分频电路，获得载频f1、f2和Ｍ序列所需的时钟信号（电路设计方法参见实验四或其它有关资料）。

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③Ｍ序列发生器

Ｍ序列发生器用D触发器构成四级移位寄存器组成，形成长度为2-1=15位码长的伪随机码序列，码率约为400bit/s（电路设计方法参见实验四或其它有关资料）。

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④调制器

调制器可以采用数字门电路构成电子开关电路（或直接选用集成模拟开关）与采用集成模拟乘法器。相加器直接调用EWB中的加法器模块。

2）2FSK解调系统

本次综合设计实验的解调系统可以采用线性鉴频法中的过零检测法。也可以采用分离滤波法中的非相干检测法。

（1）非相干解调法

对于非相干检测法，其系统电路构成如图5.5所示。在了解与掌握了2FSK非相干检测法系统电路的基础上，进行自己的设计与实验。需要设计的单元电路有：

图5.5 2FSK非相干解调电路原理图

①高通滤波器

要求采用RC无源电路，构成三阶高通滤波器。已知2FSK的中心频率：f?且滤波器的通带频率：fH?1f1?f2,

22?RC，所以C?1fRR?1fC有： 。

②低通滤波器

低通滤波器为一般RC滤波器电路，电路元件参数计算请参阅《高频电子线路》中检波器相关章节。

③电压比较器

电压比较器用运算放大器构成迟滞比较器，参考电压给定为0.22V。

（2）过零检测法

对于过零检测法，其系统电路构成如图5.6所示。

图 5.6 过零检测电路组成框图

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2、“0”编码器：当输入码流为0时，则以时钟信号输出做01码。 1、输出选择器：由输入码流缓冲器的输出Q用于选择是1编码器输出还是0编码器输出。

输入码经过编码之后在测试点

TPX05上可测量出CMI的编码输出结果。

m序列产生器：m序列产生器输出码型选择跳线开关KX902控制，产生不同的特殊码序列。当KX02设置在2_3位置（左端）时，输出1110010七位PN序列；当KX02设置在1_2位置（左端）时，输出111100010011010十五为PN序列。输入数据选择跳线开关KX01设置在m位置时（右端），CMI编码器输入为m序列产生器输出数据，此时可以用示波器观测CMI编码输出信号，验证CMI编码规则。

错码发生器：为验证CMI编译码器系统具有检测错码能力，可在CMI编码器中人为插入错码。将KX03设置在Error位置（左端）时，插入错码，否则设置在N位置（右端）时，无错码插入。

随机序列产生器：为观测CMI译码器的失步功能，可以产生随机数据送入CMI译码器，使其无法同步。先将输入数据选择跳线开关KX01设置在Dt位置（左端），再将跳线开关KX04设置在测试T位置（右端），CMI编码器将选择内部一个不符合CMI编码关系的随机信号序列数据输出。正常工作时，跳线开关K904设置在使能EN位置（左端）。 在CMI编码模块中，测试点的安排如下：

TPX01：发送数据（256Kbps） TPX02：发送时钟（256KHz） TPX03：1状态记忆输出 TPX04：输出时钟（512KHz） TPX05：CMI编码输出 TPX06：加错输出指示

CMI译码电路由串并变换器、译码器、同步检测器、扣脉冲电路等电路组成。 CMI译码模块组成框图如图6.3.3所示。CMI译码模块电路原理参见图6.3.4所示，其工作原理如下：

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1、串并变换器：输入的512Kbps的CMI码流首先送入一个串并变换器，在时钟的作用将CMI的编码码字的高位与低位码子分路输出。

2、CMI译码器：当CMI码的高位与低位通过异或门实现CMI码的译码。由于电路中的时延存在差异，输出端可能存在毛刺，又进行输出整形。译码之后的结果可在TPY07上测量出来，其与TPX01的波形应一致，仅存在一定的时延。

3、同步检测器：根据CMI编码的原理，CMI码同步时不会出现10码字（不考虑信道传输错码）；如果CMI码没有同步好（即CMI的高位与低位出现错锁），将出现多组10码字，此时将不正确译码。同步检测器的原理是：当在一定时间周期内，如出现多组10码字则认为CMI译码器未同步。此时同步检测电路输出一个控制信号到扣脉冲电路扣除一个时钟，调整1bit时延，使CMI译码器同步。CMI译码器在检测到10码字时，将输出错误指示（TPY05）。

4、测试点TPY03是调整观测周期（512bit的周期）。 在CMI译码模块中，测试点的安排如下：

TPY01：CMI编码输入数据（512Kpbs）

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TPY02：输入时钟（512KHz） TPY03：译码输出（256Kpbs） TPY04：扣脉冲指示 TPY05：错误码输出指示 TPY06：256KHz时钟输出 TPY07： CMI译码输出

四、实验步骤

首先，将输出信号选择跳线开关（位于左上方）KX01设置在M位置（右端）；将“加错使能跳线选择开关KX03设置在无错NO-E位置（右端）；将“m”序列码型选择开关 KX02设置在2-3位置（右端），建立自环信道。产生7位周期m序列；将随机信号输出数据选择开关KX04设置在EN（左端：1－2）位置，选择CMI编码数据输出。

1、CMI码编码规则测试

(1)用示波器同时观测CMI编码器输入数据（TPX01）和输出编码数据（TPX05）。观测时用TPX01同步，仔细调整示波器同步。找出并画下一个m序列周期输入数据和对应编码输出数据波形。根据观测结果，分析编码输出数据是否与编码理论一致。

(2)将KX02设置在1_2位置（左端），产生15位周期m序列，重复上一步骤测量。画下测量波形，分析测量结果。

2、1码状态记忆测量

(1)用示波器同时观测CMI编码器输入数据（TPX01）和1码状态记忆输出（TPX03）。观测时用TPX01同步，仔细调整示波器同步。画下一个m序列周期输入数据和对应1码状态记忆输出数据波形。根据观测结果，分析是否符合相互关系。

(2)将KX02设置在2_3位置，重复上述测量。画下测量波形，分析测量结果。

3、CMI码解码波形测试

用示波器同时观测CMI编码器输入数据（TPX01）和CMI解码器输出数据（TPY07）。观测时用TPX01同步。验证CMI译码器能否正常译码，两者波形除时延外应一一对应。

4、CMI码编码加错波形观测

跳线开关KX03是加错控制开关，当KX03设置在E_EN位置时（左端），将在输出编码数据流中每隔一定时间插入1个错码。

TPX06是发端加错指示测试点，用示波器同时观测加错指示点TPX06和输出编码数据TPX05的波形，观测时用TPX06同步。画下有错码时的输出编码数据，并分析接收端CMI译码器可否检测出。

5、CMI码检错功能测试

首先将输入信号选择跳线开关KX01设置在DT位置（左端）；将加错跳线开关KX03设置在E——EN位置，人为插入错码，模拟数据经信道传输误码。

(1)用示波器同时测量加错指示点TPX06和CMI译码模块中检测错码指示点TPY05波形。

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(2)将输入信号选择跳线开关KX01设置在m位置（右端），将m序列码型选择开关KX02设置在1_2位置（或2_3），重复（1）试验。观测测量结果有何变化。

(3)关机5秒钟后再开机，重复（2）试验。认真观测测试结果有何变化（注：可以重复多测试几次——关机后再开机）。

问题与思考：为什么有时检测错码检测点输出波形与加错指示波形不一致？

6、CMI译码同步观测

CMI译码器是否同步可以通过检测错码检测电路输出反映出。当CMI译码器未同步时，错码将连续的检测出。观测时，将输入信号选择跳线开关KX01设置在Dt位置（左端），输出随机信号数据选择开关KX04设置在2_3位置（ 右）（输出非CMI码数据流，使接收端无法同步）。

(1)用示波器测量失步时的检测错码检测点（TPY05）波形。 (2)将KX04设置在1_2(左)位置，检测错码检测点波形应立刻同步。

7、抗连0码性能测试

(1)将输入信号选择跳线开关KX01拔去，使CMI编码输入数据悬空（全0码）。用示波器同时测量输入数据：全0码（TPX01）和输出编码数据（TPX05）的波形，观测时以TPX05同步。输出数据为01码，说明具有丰富的时钟信息。

(2)测量CMI译码输出数据是否与发端一致。 (3)观测译码同步信号。

五、实验报告

1、画出主要测量点波形；

2、根据测量结果，总结接收时钟受发送数据影响情况；

3、分析：为什么有时检测错码检测点输出波形与加错指示波形不一致？ 4、问CMI码是否具有纠错功能？

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实验六 数字通信系统综合实验

《通信原理》课程主要学习的是信息传输及复用的基本理论和技术。它的研究对象是通信系统，研究目的是利用尽可能小的通信资源（频率资源、功率资源），获得尽可能高的通信质量。研究的方法是在系统级、模块级的层次上寻求提高通信系统的性能指标（有效性和可靠性）的方式、方法和手段。在完成了单元电路实验的基础上，本实验的内容是以自主设计为主，以实验箱提供的各单元模块进行合理的选择，从系统的层次更好地把握相关概念。提高动手能力和独立分析问题与解决问题的能力。

在通信原理综合实验系统中，为便于学习和实验，各项实验内容是以模块进行划分，每个测试模块可以单独开设实验。也可将各模块组合应用，构建不同的通信系统，各模块之间的系统连接见图6.1所示。

图6.1 各电路模块间连接框图

由图可以看出，在系统中通信双方的传输信道是不对称的。从用户电话1向用户电话2的信号支路是以无线信道传输技术为主，信号流程为：用户电话接口1→话音编码1→汉明纠错编码→信道调制→加噪信道→信道解调→汉明译码→话音解码2→用户电话接口2。

从用户电话2向用户电话1的信号支路是以有线信道传输技术为主，信号流程为：用户电话接口2→话音编码2→信道复接→线路编码（HDB3/CMI）→线路译码→信道解复接→话音解码1→用户电话接口1。

在每一个模块中，都有测试点与测试插座对应信号点的定义。以下，对六种通信系统加以介绍，供参考。

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