异步电动机节能控制系统 - 图文

异步电动机节能控制系统

摘 要

异步电动机因其结构简单、运行可靠、维修方便、价格便宜等优点而广泛应 用于各行各业。众所周知电机直接起动有着诸多的弊端；电机轻载运行时，功率 损耗增大，效率和功率因数都将大大降低。因此对异步电动机实施有效的控制， 保证电机的节能运行，避免电机对电网造成冲击，使之安全经济运行具有十分重 要的意义。

本文首先进行了异步电动机的功耗分析，通过电路分析和数学推导建立了异 步电动机的数学模型及等效电路。对于恒转矩和变转矩两种不同性质的负载，分 别讨论了损耗与定子端电压的关系，论证了两种不同负载情况下降压节能的依据。 在分析电机功率因数角的变化规律及功率因数角对晶闸管输出电压的影响的基础 上，提出了异步电动机在轻载或空载运行时通过检测功率因数并经过一定规则降 低定子端电压来达到提高功率因数目的的模糊控制方法，完成了异步电动机节能 运行控制系统的软硬件设计，并进行了系统的仿真研究与实验研究。仿真结果及 实验结果表明该节能控制器能完成软起动及轻载调压节能的功能。

文中还对异步电动机节能控制器的一些技术难点和关键问题提出了有效的解 决方法。本文研制了一种通过检测晶闸管的导通与关断，以及检测电网电压同步 信号，由87C196KC实现了异步电动机节能控制器的功率因数的检测，具有一定的 创新性。采用模糊智能控制方案有效的解决了传统的数学解析方法对电动机及负 载适应能力不强的问题，用最简洁的方式，最实用的方法，最廉价的成本，获得 最高效的节能功效。

关键词：异步电动机；功率因数检测；仿真设计；节能

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目录

第1章 绪论 ...................................................................................................................................... 3

1.1 背景 .................................................................................................................................... 3

1.1.1 异步电动机节能控制的意义 ................................................................................... 3 1.1.2 异步电动机节能控制的基本方法 ......................................................................... 3 1.1.3 异步电动机调压节能控制方法 ............................................................................. 4

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第1章 绪论

1.1 背景

1.1.1 异步电动机节能控制的意义

随着我国工农业生产的迅速发展，电能的需求量越来越大，开发和节约能源 已成当务之急。作为一种重要的动力设备，异步电动机的用电量是非常大的。这 些异步电动机一般都是按照设计的负载进行选择的，但在实际使用中，大都经常 处在轻载，甚至在空载下运行。因此，“大马拉小车”的现象几乎是很普通的，如煤矿常用的胶带输送机、刮板机、绞车、压风机、机床等设备在大部分运行时间中，电动机的负荷变动都较大，其平均输出功率与最高输出功率之比一般为0.3～0.4，有的还更低。电动机的负载率低，效率不高，电能的浪费现象十分严重。1996年国家统计局统计数字表明，我国全国年发电量的60％为各种电机设备所消耗，其中90kW以内的中小功率异步电动机耗能占总电机耗能的70%，即消耗了4200亿度电。按我国今年国家规定0.5元/kWh的电价计算，其折合人民币210亿元[1]。如果这些异步电动机能够节电10%，就可节约21亿元人民币。2002年国家电力部统计数字表明，火力发电每kWh需投资约1元；三峡水电每kWh需投资约1.13元，建设周期13~17年；核电每kWh需投资2~3元；其他能源（太阳能、风能、海洋能等）每kWh需投资3~5元[2]。若仅按中小功率异步电动机节电10%计算，其年节电量相当于三峡电站的半年发电量，可节约国家投入电站建设资金50亿元左右，为国家节约大量能源和费用。

因此在目前我国工业生产不断发展，能源日趋紧张，环保要求日趋高涨的情 况下，提高电机运行效率可以极大缓解能源紧张状况，提高国民经济效益，具有 十分重要的现实意义。

1.1.2 异步电动机节能控制的基本方法

异步电动机运行时，一般有三种方式可以达到节能的目的[3]：一是变频节能； 二是降低定子电压节能；三是优化电动机本体设计节能。本论文将重点研究电机 轻载时降低定子电压提高功率因数的电机节能方式。

调压节能的主回路一般都采用晶闸管调压电路由六只两两反并联的晶闸管组 成，串接于电动机的三相供电线路上[4]，如图1.1所示。用单片机控制晶闸管触

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发角α 的大小，调节交流电动机定子电压以减少电机的铁损及励磁电流，从而提高功率因数及运行效率。

1.1.3 异步电动机调压节能控制方法

本论文主要从电机的软起动控制和轻载调压控制两方面着手，达到节能的目 的。

1.1.3.1 异步电动机的起动控制方式

异步电机是以反电势来平衡外电压的，反电势随着转子转速的增加而逐渐增 大，电动机在起动之初反电势为零，所以起动时冲击电流很大，约为额定电流的 5~7倍[5]。对于功率较大的异步电机起动时电流会达到几千安培，会对电网造成很大的冲击，使电源电压下降，影响同一电网上的其它设备的起动和正常工作。基于以上的原因，电动机一般不允许直接起动，必须对其起停加以控制[6]。可以实现异步电机软起动的方式主要有：离心连接方式、变频调速起动方式、降压起动方式。

（1）离心连接方式

包括液力耦合器，电磁转差离合器等多种形式。其基本原理是在电机和负载 之间加入中间级以起到缓冲作用，离心连接可用于调速，但调速范围不大，精 度低。这种起动方式可以防止起动时对负载设备的冲击，但不能防止起动过程 中冲击电流对电网的影响。

（2）变频调速起动方式

变频调速系统除进行电机调速外，还可以实现平滑起动。在电机起动加速时， 逆变器输出频率做线性增长，随频率增大电压随之增高，可使电机起动时的电 流限制在1.5NI 左右。对于有调速要求的电力拖动系统，宜采用变频器调速方式。 但这种电机控制器的电路复杂，成本较高，当不需要精确调速时，不适合应用 这种起动方式。

（3）降压起动方式

包括常规的降压起动和固态软起动器起动两种方法。常规的降压起动方式主

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要有：定子电路中串入起动电抗、星—三角形起动、自耦变压器降压起动等。

这类起动控制可以达到减小起动时的机械及电器冲击的基本要求，但它们仅仅是名义上的软起动控制器，因为它们将起动阶段分为两个或多个步骤，起动电 流由一级向相邻一级跳变时会产生跳跃冲击，且这类控制器均以接触器为主要 部件，虽然经过不断的设计改进，但还是存在不可消除的缺点，如体积大、机 械磨损、触头烧熔、工作噪声、工作时的射频干扰和机械震动，为此，起动设 备需要经常维修，实践表明，这类起动器的性能比电机本身还要差[7][8][9]。

另外一种降压起动方式是用固态起动器起动。固态起动器是一种新型的无触 点起动器，通过半导体元件来控制。在三相电路的每一相有两个晶闸管反并联连 接，控制输出的触发脉冲即可调整晶闸管的输出电压。表1.1给出了几种不同起动方式的比较。

上述四种调压控制方式有一个共同的缺点——严重依赖电动机的数学模型，而目前所能找到的公式大多是经验公式和简化公式，即使能找到精确的数学模型，由于电动机参数随着电动机型号、加工工艺及电动机老化等等因素而改变，再精确的数学模型也并不准确了，所以采用传统的数学解析式方法进行调压控制很难达到满意效果。因此，本文将采用模糊控制技术等人工智能控制技术寻找解决问题的突破口，用最简洁的方式，最实用的方法，最廉价的成本，取得最高效的节能功效。

1.2 异步电动机节能控制器的国内外研究现状和发展趋势

为了提高电机的工作效率，多年来世界各国从电机的设计制造、电机的选择 使用、电网供电管理等几个方面入手，作了大量研究工作，取得了较好的成果。 其中从电机的设计制造方面人手，开发出了高效节能电动机，使效率显著提高， 可大量节能。但这种电机造价较高，而且经济效果较大地取决于负载的情况，即 对于长期工作于额定负载、连续运行的应用场合，其节能效果能达到最佳。但对 大多数电机用户来说，怎样使现有设备上的电机工作于效率较高的状态显得更为 现实。

国外从六、七十年代就开始了中小型异步电动机的节能研究，1975年美国宇 航局工程师Frank Nola为减少航天飞机上泵和风扇能耗而研制的功率因数控制 器，通过后面第二章的分析可以得出：即在定子电压一定的情况下，只要负载率

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小于额定负载率，交流异步电动机的功率因数基本是和它的负载率成一一对应的 关系。这种装置的工作原理是通过检测功率因数作为控制输入电压信号，并通过 该类装置控制定子端电压来调节输入功率，使其随负载的变化而变化。该类装置 空载时节电率为40％左右，总节电率大致为20％左右，功率因数有一定改善，但 并未超过0.5。

利用晶闸管交流调压技术研制的软起动器是从70年代开始应用的，以后美国 宇航局工程师诺瓦又把功率因数控制技术结合进去，以及采用微电脑代替模拟控 制电路，发展成现在的智能化电机节能控制器。

目前，世界上有许多公司都生产软起动器，例如：美国Allen-Bradley公司在90年代初期推出了系列的智能控制器（SMC-Smart Motor Controller）；GE公司生产的软起动器最大功率为850kW，额定电压500V，额定电流1.18kA，最大起动电流为5.9kA；在欧洲，德国的金钟默勒公司的Softpact系列起动器在欧洲销售得较好；意大利SIEI公司生产的软起动器额定电压达到690V，额定电流达到1.6kA。

以上的电机控制器都有优良的性能。它们集软起动、节能、电机保护于一体， 并且有良好的用户界面，通过键盘和液晶显示器可以方便的设置系统参数和得到 控制器运行状态[14]。

由于能源紧缺我国也从七十年代开展了大规模节能装置的研究。据国家第七 批节能产品推广项目介绍，研制出了ID，DJZ，XSZ等等一大批系列节电器。其 空载节电率大于30%左右，轻载（小于30%负载率）为33~43%左右。与国外相比， 国内集软起动、节能、保护于一体的电机节能控制器的研制起步较晚，但发展很 快。目前市场上已有天津、上海、西安等多家企业的产品，系列产品达到320KW。 但这些产品功能还不完善，性能不稳定，界面不友好，同国外产品比较还有很大 差距。而国外产品价格昂贵，操作复杂，对使用人员要求高，限制了在国内的推 广。在应用上，国内使用智能型电机节能控制器的场所还很少，传统的交流电动 机起动器仍继续占领市场，所以目前研究智能型电机节能控制器这种产品有非常 广阔的市场前景。

因此，有必要自行研制适合我国国情的国产节电器以满足市场对节电产品的 迫切要求。研制中除了借鉴国外产品成功经验外，还要针对其不足和我国电网不 稳，负载波动大，电动机空载率高等具体情况，利用先进的人工智能技术和微处 理技术，开发出具有特色的中国人自己的节电产品来。

1.3 异步电动机节能控制系统的关键技术

在该节能控制系统的设计中，涉及以下关键技术：

1.3.1 功率因数在线检测

准确实现异步电动机功率因数的检测，是实现该节能控制器的关键。在查阅 了大量文献后，现将异步电机功率因数检测的方法归纳如下：

（1） 文献[15、16]中通过计算定子某相的阻抗角得到功率因数值。 电机的功率因数角? 为相电压.U 与相电流.I 的相位差，它等于电机一相阻抗Z 的阻抗角。当电机参数已知时，阻抗 Z 可根据下式计算：

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可见，当电机参数已知时，异步电机的功率因数角仅与电机的转速有关， 因此在测得电动机的转速后，可用式 1.1 计算其功率因数值。

（2）文献[17、18]中通过测量定子某相的有功功率及相电压、相电流的值， 计算功率因数值。

取异步电动机的某一相作为研究对象。采用国际电工委员会推荐的规定，取

s～——复功率； S ——视在功率； P ——有功功率； Q ——无功功率。

可见，在测得电机某相的电压、电流值后，可用下式计算功率因数值。

（3）文献[23～29]中检测定子某相相电压和相电流的相位差得到功率因数值。 典型的方法如下：将定子相电压信号.1U 和定子相电流.1I ，分别经过过零比较器当信号由负至正通过过零点时产生一个脉冲，加到R-S触发器的输入端，设.1U 领先于.1I ， 过零比较器1的输出做开启信号，过零比较器2的输出做关闭信号，R-S触发器产生一个脉冲宽度对应于两个信号相位差的矩形脉冲，使与门开放，时标信号填充时钟脉冲，开始记数前门控信号给脉冲计数器清零，并通过脉冲计数器计算出对应的脉冲个数。最后，计算器根据脉冲个数取余弦，所得到的余弦值就是要测量的功率因数。

结合本论文的设计，得出如下结论：方法1需要检测的量较少（只需检测转速），但是由于电机的各项参数会随着电机的运行状况等因素发生变化，此时用该方法计算的功率因数值将不准确。方法2需要检测的量较多（包括定子某相相电压、相电流及输入有功功率），电路较复杂，实现成本高，但由此测得的功率因数值很准确。对于方法3，电路不复杂，易实现，并且得到的功率因数值较准确。

根据本文的硬件电路，结合方法3的思想，我们设计出了一准确、简单、实 用的功率因数检测的电路。

1.3.2 采用模糊控制技术实现调压节能

电机是一个多参数、强耦合性的严重非线性控制对象，所以采用传统的数学 解析式方法进行控制很难达到满意效果。

模糊控制技术是建立在模糊控制理论的基础上的一门新兴的控制技术，是一 种非线性的控制方法，是属于非线性、智能控制范畴的一种计算机控制，就是在 被控对象的模糊模型的基础上，运用控制器近似推理手段，实现控制系统控制的 一种方法。它不依赖精确的数学模型，对参数的变化不敏感，适应性强，具有很

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好的鲁棒性。

因此，本文将采用模糊控制技术等人工智能控制技术寻找解决问题的突破口。

1.3.3 采用CPU进行实时控制

与MCS-51系列相比，MCS-96系列单片机有以下优点文献[30]：MCS-96系列单片机具有更高的操作速度和数据吞吐能力；指令系统效率更高，执行速度更快；增加了外设事务服务器PTS，专门用于处理外设中断事务，极大的减少了CPU的软件资源；集成了更为丰富的外设装置。如：全双工异步和同步串行输入/输出口，监视定时器（watchdog），模拟/数字转换器，高速输入/输出器（HSI，HSO），脉宽调制输出，波形发生器，串行接口，频率发生器等。

MCS－96系列16位单片机具有丰富的软硬件资源与较高的性能，更适用于一 些比较复杂的系统。所以本装置采用87C196KC做控制系统的核心控制单元，可 以方便的满足软件的升级需求，以及实际应用中对实时性的要求。

1.4 本文主要研究内容

目前很多调压控制器对电动机的适应能力不强，对负载的适应能力也不强， 有的节能装置动态响应差且不易收敛，不能根据电动机的负载率确定定子电压 的最佳工作点，进而快速、有效、准确的提供电动机定子端电压值，因此这方 面的工作目前还有很大的改进余地。

任何控制系统都存在着快速性、稳定性和准确性之间的矛盾[31]。因此，本 论文需要找到一种方法，使系统兼顾快速性、稳定性和准确性，达到较佳工作 点，并保证电动机节能控制装置运行时的收敛性。 本论文研究的目的和研究的主要内容：

（1）异步电动机满载起动时，起动电流为额定电流的 5 到 7 倍，而起动转 矩却小于额定转矩。本系统的设计要求将起动电流限制在其额定电流的两倍半 以内，并且起动转矩大于额定转矩的 120％，由于采用了分级变频软起动的控制 方式，一方面解决了软起动时电机起动转矩较小的问题，另一方面使得电动机 在起动时就处于节能状态。

（2）根据不同的负载率确定合适的降压系数是本论文研究的重点。在额定 电压或输入电压一定情况下，负载越大，转差越大，功率因数越高。降压节能 运行时，由于输入电压降低，在一定负载下，其转差率加大，但应该保证其转 差率不能大于额定电压下满载时的转差率，否则不能满足正常工作时转速要求， 而且还不能节能。目前所能找到的公式大多是经验公式和简化公式，降压系数 严重依赖电动机参数。而电动机参数与电动机型号、加工工艺和电动机老化都 有关系，因此采用传统的数学解析式方法很难达到满意效果。因此，本文将采 用模糊控制技术等人工智能控制技术寻找解决问题的突破口，并且要求在负载 率下降时，保证系统在 1s 内将电机的功率因数调节到 0.6 以上。

（3）采用 87C196KC 为核心控制单元完成电动机节能控制系统的设计。 （4）研究一种采用检测同步电压信号与晶闸管导通、关断状态的方法获得 电动机功率因数。

（5）对本文提出的电机节能模糊控制规则进行仿真研究。

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第2章 异步电动机损耗分析及调压节能基本原理

2.1 异步电动机的损耗分析

异步电动机在运行中产生的各种损耗，根据GB755《电机基本技术要求》中 规定，将异步电动机损耗划分为恒定损耗、负载损耗及杂散损耗[32]。

2.1.1 恒定损耗

恒定损耗是指异步电动机运行时固有损耗，它与电动机材料、制造工艺、结 构设计、转速等参数有关，而与负载大小无关。恒定损耗包括铁心损耗（含空载 杂散损耗）及机械损耗。

（1）铁心损耗

铁心损耗PFe （含空载杂散损耗）亦称铁耗，指主磁场在电动机铁心中交变所引起的涡流损耗和磁滞损耗。异步电动机在正常运行时，转差率很小，转子铁心中磁通变化的频率很小，一般仅为每秒1~3周，故异步电动机铁耗主要为定子铁心损耗。

铁耗大小取决于组成电动机的铁心材料性能、频率及磁通密度，近似公式， k 为系数， B 为磁通密度， f 为转子磁通变化的频率。

空载杂散损耗Spσ是指空载电流通过定子绕组的漏磁通在定子机座、端盖等 金属中产生的损耗，一般空载电流近似不变，因此这些损耗也是恒定的。铁耗一 般占异步电动机总损耗的20%~25%。

（2）机械损耗

机械损耗?p 通常包括通风系统损耗vp 及轴承摩擦损耗Tp ，绕线式转子还有电刷摩擦损耗。通风系统的风摩损耗主要为产生冷却电机的气流所需的风扇功 率。ηHVpv= 9.81∝3kV ， H 为风扇有效压力， V 为气体流量， η 为风扇效率。可见，合理的选用冷却风扇所用材料及合理的风道设计等可降低通风系统损耗，具体的不在本文涉及范围。

轴承摩擦损耗主要与轴承型号，装配水平，润滑脂有关。对于滚动轴承，轴 承摩擦损耗一般形式为： μTsp = 9.81Gv，G 为轴承承受的负荷，sv 为轴径线速度，μ 为摩擦系数。

机械损耗一般占总损耗的10%~50%，电动机容量越大，由于通风损耗变大， 在总损耗中比重也增大。

2.1.2 负载损耗

负载损耗主要是指电动机运行时，定子、转子绕组通过电流而引起的损耗， 亦称铜耗。 pmIrCu2= ， m 为相数， I 为每相电流， r 为每相电阻。

铜耗约占总损耗的20%~70%，电动机容量越大，铜耗占比例越小。

2.1.3 杂散损耗

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杂散损耗?p 主要由定子漏磁通和定子、转子的各种高次谐波在导线、铁心及 其他金属部件内所引起的损耗。这些损耗约占总损耗的10%~15%。

2.2 异步电动机功率关系

当异步电动机以转速 n稳定运行时，输入功率为P1:

式中：

U1 ——定子相电压； I1 ——定子相电流；

Cos?1 ——定子边功率因数。 定子铜损耗为：

式中：

R1 ——定子相电阻

正常运行情况下的异步电动机，由于转子转速接近于同步转速，气隙旋转磁 场与转子铁心的相对转速很小，故磁滞损耗小。转子铁心和定子铁心同样是用 0.5mm厚的硅钢片（大、中型异步电动机还涂漆）叠压而成，故涡流损耗也不大。 因此转子铁损耗很小，所以电动机的铁损耗主要为定子铁损耗，即：

式中：

PFe ——电动机铁损； PFel ——定子铁损； Im ——励磁电流； Rm ——励磁电阻。

进行频率规算和绕组规算后，得到异步电动机的T型等效电路[33]，如图2.1所示：

从等效电路可见，异步电动机从电源输入的电功率1P ，其中一小部分将消耗

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于定子绕组的电阻而变成铜耗Cu1p ，一小部分将消耗于定子铁心变为铁耗Fep ，余下的大部分功率将借助于气隙旋转磁场的作用，从定子通过气隙传送到转子，这部分功率称为电磁功率，用eP 表示。

写成方程有：

电磁功率也可表示为：

转子铜损耗Cup 为：

如前所述，转子铁耗一般可略去不计，因此，从传到转子的电磁功率eP 中扣除转子铜Cu2p 后，可得转换为机械能的总机械功率（即转换功率）?P ，即：

用电磁功率表示时，上式亦可改写成,

式（2.8）说明：传送到转子的电磁功率eP 中， s 部分变为转子铜耗， (1 ? s)部分转换为机械功率。由于转子铜耗等于esP ，所以它亦称为转差功率。从?P 中再扣除转子的机械损耗?p 和杂散损耗?p ，可得转子轴上输出的机械功率2P ，即：

异步电动机功率流程图如图2.2所示。

从以上功率关系定量分析中看出，异步电动机运行时电磁功率、转子回路铜损耗和机械功率三者之间的定量关系是：

式2.10说明，若电磁功率一定，转差率 s越小，转子回路铜损耗越小，机械功率越大。

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2.3 异步电动机输入电压、电流之间的关系

当异步电动机以某一转速xn （给定频率为xf ）拖动某一负载LT 时，定子电压1U 的大小对定子电流1I 的影响，即 ()11I = fU。

首先假定：

（1）异步电动机的给定频率xf 不变； （2）负载转矩LT 不变。

2.3.1Te 恒定的充要条件

上式说明，电磁转矩与气隙主磁通mΦ 和转子电流有功分量22I cos?成正比。如忽略2cos? 的微小变化不计，则保持 Tconste= 的充分和必要条件是：

mΦ 由励磁电流mI 产生，可以粗略的认为，只要mΦ 小于铁心饱和点时的磁通mAΦ ，mΦ 的增大或减小，将同时引起mI 和2I 的变化，从而也必将影响1I 的大小。

2.3.2 磁通Φm 与电流I2 、Io 和I1 的关系分析

（1）Φm 对I2 的影响

设φa 为磁通变化系数，则有：

磁通的变化量?Φm 为：

由式2.12推得，这时I2 为：

式中：AI2是mmAΦ =Φ时转子电流。 转子电流2I 得变化量2?I 为：

（2）Φm 对Im 的影响

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一般认为，mΦ 是和mI 成正比的，所以mAIaIφ0= 变化量:

式中：AI0是mmAΦ =Φ时励磁电流。

当铁心饱和后，当mΦ 增加m?Φ 时，mI 的变化量m?I 将是很大的。

（3）mΦ 对1I 的影响mΦ

减小(mmAΦ ?Φ)，这时， ?1φa ，铁心没有饱和。由式2.14、式2.16和式2.17知2?I 的增大比例比的m?Φ 和0?I 减小比例大。

此外，mI 通常只有定子额定电流NI1的10%~20%左右，比2I 小得多，所以

由式mIII..2.1= ?+，1I 将增加。 mΦ 增大(mΦ >mAΦ )这时， ?1φa 铁心饱和。一方面，由式2.14和式2.16可知，这时，2?I 的减小比例比的m?Φ 增大比例小。另一方面，0?I 将增加很多，当m?Φ 较大时，有：

（4）I1=f(U1)

以上的分析表明，电动机在运行过程中，如能保持 const mmAΦ =Φ=，则所需的1I 最小。由式11fKUmφΦ ≈知，在一定频率下，mΦ 的大小取决于1U 。所以，得到的11I ? U曲线如图2.3所示。

由图2.3可知存在着使电动机的定子电流1I 为最小的最佳工作点。在这一点 上，电动机的损耗也最小，故最节能。事实上，该最佳工作点就是与mmAΦ =对应的工作点。该论文的主要工作之一就是找出此运行点，使电动机工作于损耗最 小最节能的状况。

如负载的大小发生变化，最佳工作点的位置也将发生变化。如图2.3中所示A、 B、C点即为不同负载时的最佳工作点， 且有，ABCβ ? β?β。ABC1I1U0

2.4 异步电动机的降压节能分析

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2.4.1 异步电动机负载特性分析

根据异步电动机所驱动负载的工作特性，可以将负载分为两类：恒转矩负载 和变转矩负载[34]。恒转矩负载是指负载对电动机的阻转矩2T 相对于电动机转速 n近似为常数。例如切削机床、传送机、吊车等。变转矩负载是指负载对电动机的阻转矩2T 相对于电动机转速 n 有较大变化。例如风机，水泵等。对于这类负载其阻转矩2T 可用下式表示：

2.4.2 恒转矩负载损耗分析

异步电动机的输出转矩和输出功率有如下关系：

对于三相异步电机，调整定子电压时电动机的速度变化很小，因此由式2.21 可以认为电动机的输出功率几乎不变。异步电机端电压变化时，铁耗与电压平方 成正比。且有如下关系成立：

电机铜耗与电流平方成正比，并且有下式成立：

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对于恒转矩负载调压时2P 不变，负载系数 β 为定值，这时若电动机的端电 降低，则铜耗按21uK比例增大，而铁耗按2uK 比例减小。这样必存在一个电压值，使得电机在此电压下运行时，总的损耗最小。这一电压称为在该负载系数 β 下最佳运行电压，记为oPU1。相应的电压比称为最佳电压比，记为uoPK 。

设电动机额定电压下运行时的总损耗为 ∑ p ，任意电压下运行时的总损耗为∑up ，则有：

对于在某一负载系数 β 下运行的电动机，显然当PK 越小，节电效果越显著。 令 =0uPdKdK可求得在此负载系数下的最佳调压比uopK ：

由以上分析可以得出如下结论：

（1）最佳调压比uopK 与电动机额定运行时的耗损分布有关，一般异步电动

机有，即 α ?1，也就是说额定运行时铜耗大于铁耗，电动机并非运行于损耗最小状态。

（2）当电动机满载运行时，其最佳调压比uopK =4α 时，但其值不能大于1.1。

（3）只有当负载系数αβ1? 时，降低电压才有节电意义，且负载系数 β 越小，降压节电效果越好。

（4）α 值越接近1（额定运行时的铁耗越接近铜耗）的异步电动机，采用降 压节电的效果越好。综合以上分析，对于恒转矩负载，调压节能主要是减少电动机的铁耗和铜耗，以提高电动机的效率。

2.4.3 变转矩负载损耗分析

变转矩负载的工作特性可用图2.4表示：

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如图2.4，当流量为额定值Af ，转速为额定值1n 时，阻力为曲线1R ，负载工作于A点；这时的负载输入功率（电机的输出功率）可以用四边形AAAP of的面积表示。当输出流量降为Bf ，如果仍然全压运行，则系统工作于 点，此时电动机输出功率用四边形BBBP of的面积表示。可见输出功率2P 略有下降。如果当负载率降低时，相应降低端电压，电机转速降为2n ，负载工作于 C 点。这时在保证流量的前提下，电动机输出功率大幅下降，四边形 cBC Pof面积表示。

综上所述，对于变转矩负载，降低端电压不仅可以降低电动机本身的铁耗和 铜耗，而且输出功率的降低进一步减小了电动机的输入功率，节能率更高。或者 可以理解为降低电动机端电压同时提高了电动机本身和负载的效率。

2.4.4 降压节能中电动机的调压范围

异步电动机采用降压节能运行方式时，必须满足两个先决条件：首先，必须 保证电机的稳定运行；第二，转子电流不能超过额定允许值，否则会造成转子过 热，严重时会烧毁电机。对于异步电机有如下关系式成立[35]：

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由式（2.30）可清晰看见，电动机转矩不仅与电压的平方成正比，与负载率 成反比，而且还与电动机本身的承载能力有关。在任意负载时，电动机稳定运行 的条件[36]是应使，

CNb ≥ b（2.36）

因此当CM 一定时，Nb 越大，电压允许调节的范围也就越宽。 例如，普通型JO2系列电机Nb 一般在1.8左右，而Y系列电机Nb 则在1.8～ 2.2 之间，调节范围就可适当加宽。

由式（2.31）还可以知道，转子电流与电压成反比，与负载率成正比，由此 可以得到电动机调压的另一个条件：

利用上面这些式子可以方便的分析出不同性质的负载，在不同运行方式下，受电压变化的影响。例如，电动机的 =1.6Nb ，负载为恒转矩负载，并在重载运行。当电机端电压降至N0. 8U时，由式（2.30～2.33）知道，此时 ≈1Cb ， CMM ≈ M，即负载转矩以达到电动机的最大转矩，电动机已没有过载能力。此时若受电压或频率的波动，电动机就可能因不能承受而降速，直至停转。另一方面，转子电流随电压降低而增大，使转子绕组就可能因过热而烧坏。当电动机轻载时，例如，转矩率 =0.5Cm ，此时将定子端电压降至N0. 7U，仍然有NNCbbb =×≈20.70.5，即电动机仍能保持原来的最大转矩倍数，而稳定运行由式还可以看出转差率与电压平方成正比，但转矩并不与电压平方成正比。负载转矩只受运行方式（重载或轻载）、负载性质（恒转矩或是变转矩）的影响，两者不能混淆。例如，对恒转矩负载，转差率只允许载 s =0至 s max范围内变动才稳定，在这范围内改变电压，转的变化式很小的，一般电压降低10％ ，转速只降低1％左右。

2.4.5 降压节电的效率及功率因数分析 2.4.5.1 效率分析

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电动机的工作曲线如图2.5所示。通过对它的分析、认识、掌握电机机经济运行的基本原则，从而按照电动机实际运行状况，寻找减少损耗，提高电动机运行效率的有效措施，达到节能的目的。

图2.5表明，有效的交流异步电动机的效率曲线具有较宽的高效率区域，一般认为Y系列、JO2系列电动机负载率在30％，YX系列电动机负载率在35％～40％ 时，电动机效率才有明显下降趋势。因此电动机运行时只要负载率不要太小，电 动机效率一般是较高的，电动机效率曲线有一个最高点mη 用表示，其对应的负载率称之有功经济负载率用pβ 表示，pβ 一般在0.6～1之间，依照电动机可变损耗等于不变损耗时效率最高的理论，pβ 表达式为：

此时最高率为：

2.4.5.2 功率因数分析

用电磁理论来分析轻载时的异步电动机在全压与降压下运行的电流状态，可 得此时的电动机电流向量图，见图2.6。

图中，AI1.为全压时定子电流，其中无功电流为AI0.，有功电流为AI2.，功率因数角为? ；降压时，电压降低后气隙主磁通下降，电动机定子电流中的无功电流下降为./0 AI ，并且无功电流的值随端子电压下降的幂次大于1，同时由于电动机负载不变则有功电流将基本不变。这些变化对电机影响如下：因为电动机定子电流中的无功电流下降，所以定子铁耗下降，同样无功电流下降，有功电流基本不变，则导致功率因数角 ? ??/，电动机的功率因数上升，定子电流./2./1 AA

I ? I，因而使电动机铁耗、铜耗下降。这样电动机轻载时，由于电动机的端电压下降，电机从而达到降压节能的目的[37]。

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功率因数在空载时数值很小，仅为0.1～0.15，随着负载率增加而递增。通常6、8、10极电动机递增幅度比2、4极电动机来得大，小容量电动机的增幅度比大容量递增幅度来得大。不同系列、不同类型的电动机效率、功率因数均不相同。一般说来，同容量的鼠笼型电动机的效率、功率因数要比绕线式电动机高；转速高的电动机效率、功率因数比转数低的高；同一类型电动机容量大的电动机的效率、功率因数比容量小的电动机高。对于同一台电动机，其效率曲线也不是一成不变的，使用时间过长，维护保养不良将使各种损耗增加，导致效率曲线的下降[38]。

以上分析可知，要使电动机经济运行，必须合理选择电动机类型、容量与负 载机械特性适应，力求有最高的运行效率；对运行的电动机要提高电动机的负载 率；加强维护检修，采取各种改造措施减少损耗，提高电动机的效率。

2.5 异步电动机降压节能估算

在恒定负载长期轻载运行时，不宜采用降低端电压而应更换小容量电机。需 注意的是：降低定子端电压并不显著降低电机转速，即电机转差率在允许范围之 内；确定允许降压系数 100%1=×UNK UU值，降压系数确定不准确就不会达到比较满意的效果。

根据不同负载率，电动机损耗最小原则的降压系数：

式中 K 系数为：

计算公式：

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节省有功功率：

节省无功功率：

2.6 降压节电实用场合

（1）变负载机械，例如胶带输送机、粉碎机、磨煤机及各类机床。如果电机 运行在 β =10%左右，降压运行后，除节能效果显著外，还可以降低温升。

（2）周期性工作制的机械

（3）电动机本身的空载电流较大，或者电网电压偏高的场合也很适宜降压节 电运行。

综上所述，降低端电压有利于电机经济运行，提高效率，改善功率因数。三 相正弦电压不同降压系数uK 下的电动机效率如图2.7所示。从图2.7中曲线可见，轻载时，降低定子端电压，可以提高电动机效率，但必须降压合适，否则就不能达到节能效果。

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第 3 章 异步电动机节能控制器节能控制策略

3.1 异步电动机功率因数角的变化规律

电机的功率因数角? 为相电压.U 与相电流.I 的相位差，它等于电机一相阻抗Z 的阻抗角。当电机参数已知时，阻抗 Z 可根据下式计算：

对于给定的电机，当供电频率不变时，其同步转速sn 是确定的，由( )nns s= 1?及式(3.1)可得电机的功率因数角? 与电机转速 n之间的函数关系

由式（3.2）可得 ? ?n关系曲线，如图3.1所示。

从图3.1可以看到，在电机起动过程中，电机的功率因数角变化非常大：电机由静止状态开始，随着电机转速 n的上升，? 角逐渐减小，当电机转速上升到额定转速时，? 角达到最小值，如图3.1中第1段曲线所示；当电机处于轻载运行状态下时，其转速可以进一步提升，此时，功率因数角? 又随转速 n的上升而增大，如图3.1中第2段曲线所示。

在电机端口加正弦电压时，根据理论分析，可得图3.1所示的转速与功率因数角关系曲线。图3.2、图3.3分别为实际电机在轻载和重载条件下，软起动过程中形成的电机转速及电机功率因数角的变化曲线，所选电机为：额定功率7.5kW， 额定转速1440r/min。观察两组实测曲线可以看到，随着电机转速的上升，电机的功率因数角逐渐减小，当转速达到额定值时，功率因数角接近最小值，由于实

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际电机的转速由额定值向同步转速提升的余量很小，再加上测量原因，在功率因数角的回升阶段，电机转速的变化体现得不明显。

对比两种情况下功率因数角的变化曲线可以发现，电机轻载稳定运行时的功 率因数角大，重载时较小。这是由于两种情况下的电机转速、激磁电流以及漏阻 抗的不同造成的。

3.2 异步电动机功率因数角对晶闸管输出电压的影响

晶闸管调压型控制器的一相等效电路如图3.4 所示，其中LZ 为电机一相的等效阻抗，su 为电网的相电压，Lu 为晶闸管输出电压。设：

图3.5为一相晶闸管的工作电压[39]示意图，其中：α 为晶闸管的触发角，? 为电动机的功率因数角，即LZ 的阻抗角， θ 为晶闸管的导通角。

由图3.5可得：θ = π?α+?（3.5）

θ 角的大小决定了晶闸管的输出电压，即加在电机端口的电压。一般对晶闸 管正负半周的触发是对称的，晶闸管的输出电压有效值可由式（3.6）计算：

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可见，LU 是触发角 α 及功率因数角 ? 的函数。若晶闸管的输出端接一恒定负载，即图3.4中的LZ 固定不变，则功率因数角 ? 为一常量，此时只须调整触发角 α ，就可使LZ 按期望的规律变化。对于电机类负载，在负载变化时，电机的功率因数角? 是不断变化的，因此，若要控制LU 的大小，仅按预定规律去调整触发角 α ，而不考虑功率因数角? 的变化是不行的[40]。例如，当晶闸管触发角为1α 、电机功率因数角为1? 时，所对应的晶闸管输出电压为 ( )11Ufα,?L= ，在电机负载突变时，1? 将随之变化为 ? =?+??21，必须相应地修正1α ，使 α =α+?α21。由于? 角是随负载自动改变的，因此 ?α 角的调整必须及时跟随 ?? 角的大小，找到相应的调整量，否则输出电压将偏离预期值。

3.3 异步电动机节能控制器控制量的选择

电动机功率因数角的变化直接反映了电动机转速的变化，而且直接影响电动 机的定子电压和电流。由3.2节的分析可知，晶闸管触发角的调整必须跟随功率因数角的变化，才可能实现按实际情况调节电机电压的目的。简单的只控制晶闸管的触发角（相当于开环电压控制）并不能得到良好的控制效果。常用的反馈量有速度反馈，电流反馈，一般都需要额外的传感器。本文在分析电机功率因数角的变化规律及异步电动机功率因数角对晶闸管输出电压的影响的基础上，提出把电机的功率因数角作为系统的一个反馈控制变量。

由前几节的分析，调压的关键在于如何得到新的触发角2α ，用何种控制方法实现。依照前几节的分析，我们选定了功率因数作为系统的一个反馈量，由式（3.6）可知LU 是触发角 α 及功率因数角 ? 的函数，即，LU 是跟随触发角 α 及功率因数角? 的变化而变化的。触发角α 的变化实质上体现为定子端电压的变化，因此我们选择了电动机的定子端电压作为另一个反馈量。

3.4 异步电动机节能控制器的实现思想

由于各电机型号和制造工艺的差别，难以总结出比较确切的、统一的数学解 析式。且传统的异步电动机节能控制方式烦琐，设计思路复杂。应用先进的模糊 控制技术，可以略过这一难题，用最简洁的方式，最实用的方法，最廉价的成本， 通过功率因数闭环控制，取得最高效的节能功效。

因此，本文设计的模糊控制系统采用双输入（电机某相定子端电压，功率因 数的值）单输出（触发角的大小）的结构，实现这一功能。该模糊控制器的结构 如图3.6所示。

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模糊节能控制主要分为调压和调频两种节能控制，本论文主要研究模糊调压 节能控制，只是在起动的时候涉及到调频控制。模糊控制的技术应用基于大量的 专家经验或试验曲线。在模糊调压节能控制中是根据功率因数及定子端电压的变 化来调节触发角α 的大小达到调压节能目的的。整个控制器控制回路的接线方式非常简洁，在采用了计算机控制后，可使整个系统的可靠性和自保护能力大大增强。

根据第二章的分析及试验表明，在轻载下，适当降低异步电动机定子端电压， 定子电流将随之减少，且异步电动机的输出功率可基本保持不变。当然，这并不 是说异步电动机的定子电压可以无限降低，在固定的负载下，定子电压降低到一 定程度后，定子电流不但不会降低反而会逐步增大。因此，随着异步电动机定子 电压的变化，逐步跟踪定子电流的变化轨迹，定子电流有缓慢降低到突然增大的 那一瞬间对应的定子电压正是我们要寻找的最佳电压值，由于模糊控制器的精度 不高，使用模糊控制的方法找到这一电压值是不容易的。但是，根据第二章理论 分析可得，在异步电动机转差率工作在允许范围内，只要功率因数值大于等于0.6， 异步电动机的工作效率和其最高效率相差也就在1%～2%左右，使用模糊控制的 方法，寻找这种较佳电压值的方法是比较容易的，以上便是该模糊节能控制器的 基本思想。

3.5 异步电动机节能控制器控制系统结构

根据1.4节中提出的设计目标结合本章的具体分析，本文设计的异步电动机节能控制器的控制系统原理图，如图3.7所示。

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本控制器主回路采用反并联晶闸管相控调压。控制回路由检测的功率因数角 ? 与定子端电压组成的闭环构成。控制过程如下：通过对取自电网三相电压的同 步信号过零检测，与代表电机电流过零点的晶闸管导通信号相比较形成? 角信号。

将功率因数值( ?)cos 及定子端电压输入模糊控制器，经调节可得到晶闸管移相触发角α ，从而达到调节定子端电压，节能降耗的目的。

第4章 异步电动机节能控制器的仿真设计

利用MATLAB6.5中的Simulink库SimPowerSystems[41]库，可以建立异步电动机节能控制系统的仿真模型。

4.1 节能控制系统的仿真模型

如图4.1所示，异步电机节能控制器由电机及测量检测显示，软起动模块，功率因数检测模块， 数字滤波器模块，模糊控制器模块等模块组成。

4.1.1 电机及检测模块

本系统仿真选用的是一型非标准的鼠笼式异步电动机，选择这种电机主要考 虑，其相电压可以长期工作在160V以下，选择的仿真模块是由simulink提供的， Asynchronous Machine SI Units模块。具体参数如下： PKwn= 7.5， VVn= 380，f = 50Hz， = 0.418?sR ， LHs31210?= ×， = 0.778?/rR ， LHr/31210?= ×，2J = 0 .0798kq?m， p =2。

异步电动机各参数测量采用Machine Measurement Demux模块，所需要测量的参数是sabci?、nω 、eT 。

4.1.2 软起动模块

为了获得良好的起动性能，有必要确定正确的初始起动频率范围。实现电动 机的软起动具有两个约束条件：（1）起动转矩应该足够的大，本文的设计目标是

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达到额定转矩的120％；（2）起动电流尽量小，本文的设计目标是控制在额定电 流的2.5倍以内。

4.1.2.1 软起动电压与频率

应用变频调速时，通常希望电机的主磁通mΦ 保持不变，因为

mΦ 增大将引起磁路过分饱和，激磁电流将大大增加；mΦ 减小，所能提供的输出功率将随之下降，电动机的容量得不到充分的利用。另外，电动机的最大转矩亦可以保持不变[42]。

故要保持mΦ 不变，应使定子端电压与频率成比例的调节，即当频率1f 下调时，必须同时降低1U ，使 U f=const11/[43]。

这样，已知工频下异步电动机起动转矩和定、转子参数，即可求出工频范围 内最大起动转矩，将最大起动转矩与工频下起动转矩相比较，得倍数 J 。

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由式4.6知 J ≥1，可见最大起动转矩大于工频下起动转矩。在起动频率小于1maxf 时，起动转矩为起动频率的增函数。在起动频率大于1maxf 时，起动转矩为起动频率的减函数。

4.1.2.2 最佳起动频率范围

1.分析结果 在工频范围内，由于在最大起动转矩出现前，起动转矩为起动频率的增函数， 而起动电流也为起动频率的增函数，因此可在图4.3中分别划出满足起动转矩要求的起动频率范围和满足晶闸管调压电路对起动电流要求的起动频率范围，求二者的公共部分，即为同时满足起动要求的起动频率范围。

根据以上分析结果，绘制起动频率1f 从 0H z到 50 Hz时，电动机起动转矩 stT 与工频下起动转矩st50T 、起动转矩stT 与负载转矩LD T 的比值线图，分别见曲线1和2。绘制起动频率1f 从 0H z到 50 Hz时，电动机起动电流stI 与额定电流NI 、起动电流stI与工频下起动电流 st50I 的比值线图，分别见曲线3和4。

由图4.3可知,最大起动转矩对应的起动频率约为 23 Hz，此时起动转矩为工频下的132.4%。起动电流比较低，为工频下起动电流的75%。

2.初始起动频率范围的分析

起动频率范围应为同时满足电动机对起动转矩要求和对起动电流的要求。确 定方法：

（1）起动转矩与负载转矩之比值对于起动频率的曲线中划出数值大于1. 2的频率范围；（2）从起动电流与额定电流之比值对于起动频率的曲线中划出数值小于1.5频率范围；（3）求以上两部分频率范围的公共部分，即是所求。

当起动转矩大于120%负载转矩时的起动频率应该大于 10 Hz,当起动电流小于150%额定电流时的起动频率应该小于 15 Hz，则 10 Hz ~15Hz应为最佳起动频率范围。以上说明，从这样的起动频率范围起动，电动机才可能获得良好的起动性能，而且能够节省起动时间，降低整个系统的成本。通过仿真实验验证了上述确定起动频率范围的正确性。

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4.1.2.3 起动电压的确定

要保持mΦ 不变，应使定子端电压与频率成反比例的调节，即1f 下降时，必须同时降低定子端电压1U ，使 ≈Φ=常数mNKfU11114 .44，考虑到低频起动时，1U 较小，s 较大，转子阻抗很小，因而定子阻抗压降所占的份量就比较显著，不再能忽略，应该把定子端电压太高一些，以便近似地补偿定子压降[44]。考虑定子压降补偿后结果如下所示。

通过以上分析得到如下结论：本论文采两段频率起动方式，第一段起动频率 10 Hz，定子相电压 50V ，第二段频率设定为 25 Hz，定子相电压 110V 。

根据本文的设计，从 10 Hz到 25 Hz的切换时间为电机起动后的0.3s，该阶段加在定子上的相电压为 50V ；从 25 Hz到 50 Hz的切换时间为0.8s，该阶段加在定子上的定子相电压为 110V 。完成这一过程需要2个模块即触发角模块、脉冲发生器模块。

4.1.3 功率因数检测模块

结合1.1.3中的方法2设计出如下图所示的功率因数检测模块。这里以单相为例，模拟功率因数子系统的仿真，成功通过了测试，功率因数值由Display模块显示出来，如图4.4中所示。

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在图4.4中，用单相交流电对一负载供电，由Active & Reactive power模块分别测得负载的有功功率、无功功率，无功功率取倒数后与有功功率做乘法，即得到了P/Q，取反正切后即可得到功率因数角。

4.1.4 数字滤波模块

由于控制效果与所取得的检测状态变量的准确性、可靠性及控制系统的调节 周期有很大关系，为使所获取的检测变量尽可能准确可靠，应采用数字滤波器， 以减少干扰对状态变量检测值的影响。经过反复测试，本系统采用滑动平均值数 字滤波器较为有效。

滑动平均值滤波器，采用队列作为测量数据存储器，队列长度为N，本系统 中取N为7，每进行一次新的测量，把测量结果放入队尾，扔掉原来队首的一个数据，这样在队列中始终有N个最新的数据，将这N个数据进行一次算术平均，就可以得到新的算术平均值，其计算公式如下：

在使用该滤波器时，主要考虑检测数据不足N个时应如何进行处理，一般有 两种解决方法：一是此时不滤波，直接将该采样值作为滤波值输出；一是认定此 时的滤波值为零[45]。

本系统采用的是前一种方法。除此之外，在滑动平均值数字滤波器后面加了 一个采样器环节，其目的是为了减小模糊控制器的响应速度，以换取整个系统的 稳定性，这个采样器每0.5秒，对滑动平均值数字滤波器的输出采样一次，并将采样值提供给模糊控制器的输入端。

数字滤波系统仿真设计如图4.5。图中，将检测到的功率因数进行六次延时， 将每次延时信号和原信号相加，并除以7，便可以完成上述功能。

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4.1.5 模糊控制器模块

模糊数学和模糊控制的概念是由美国加利福尼亚大学著名教授查德（L.A.Zadeh）在他的《Fuzzy Sets》、《Fuzzy Algorithm》和《A Retionnale for FuzzyControl》等著名论著中首先提出[46]。

尽管模糊控制理论的提出至今只有 30 多年，但其发展迅速。在模糊控制理论与算法、模糊推理、工业控制应用、模糊硬件与系统集成，以及稳定性理论研究等方面都取得了重大进展。应用范围日益广泛，并且不断与计算机技术、半导体技术相互融合。1972 年 2 月，日本以东京工业大学为中心，发起成立“模糊系统研究会”[47]，1973 年公开使用“模糊控制工程”这一概念[48]；1974 年在加利福尼亚大学的美日研究班上，开始了有关“模糊集合及其应用”的国际学术交流[49]。1978 年国际上开始发行《Fuzzy Sets andSystems》专业杂志。1984 年，在夏威夷首次召开国际会议，商讨成立国际学会事宜，同年年底“国际模糊系统学会”（IFSA-----Internatioanal Fuzzy SystemAssociation）成立，学会下设“智能系统”（Intelligent Systems）和“经营与生产中的模糊系统”（Fuzzy Systems in Business and Manufacturing）。首届 IFSA 国际学术会议于 1985 年在西班牙召开；1987 年在日本东京召开了第二届 IFSA 国际会议。1992 年，IEEE Fuzzy Systems 国际会议开始举办，每年一次；1993 年，《IEEE Trans. on Fuzzy Systems》开始出版[50]。

尽管模糊控制理论的提出至今只有 30 多年，但其发展迅速。在模糊控制理 论与算法、模糊推理、工业控制应用、模糊硬件与系统集成，以及稳定性理论 研究方面都取得了重大进展。应用范围日益广泛，并且不断与计算机技术、半 导体技术相互融合。自模糊控制产生以来，为了改善系统的动态及稳态性能， 其控制器的控制算法经历着不断改进和完善的过程。

本文设计的模糊控制器，为一双输入单输出的结构[51]，输入输出变量的模 糊论域均[52]为[0,1]，分为 7 个档{NB，NM，NS，ZO，PS，PM，PB}＝{“负大”、 “负中”、“负小”、“零”、“正小”、“正中”、“正大”}。图4.1Fuzzy control system模块中，输入变量In1为电压系数（Voltage），输入变量In2为功率因数（Power factor），输出变量Out为触发角的大小（modulus）,它们隶属函数均为高斯二型。以Voltage变量为例给出了其隶属函数图[52]，如图4.6所

30

示。

模糊规则如下所示：

模糊控制图见图4.8。

31

根据大量的电机工作曲线结合第三章的分析，我们总结出如下34条模糊规则。 (1)If Voltage is lowest and power_factor is lowest then modulus is highest. (2)If Voltage is lowest and power_factor is lower then modulus is highest. (3)If Voltage is lowest and power_factor is low then modulus is highest. (4)If Voltage is lowest and power_factor is average then modulus is highest.

(5)If Voltage is lowest and power_factor is high then modulus is highest. (6)If Voltage is lowest and power_factor is higher then modulus is highest. (7)If Voltage is lowest and power_factor is highest then modulus is highest.

(8)If Voltage is lower and power_factor is lower then modulus is higher. (9)If Voltage is lower and power_factor is low then modulus is higher. (10)If Voltage is lower and power_factor is average then modulus is higher. (11)If Voltage is lower and power_factor is high then modulus is higher. (12)If Voltage is lower and power_factor is higher then modulus is higher. (13)If Voltage is lower and power_factor is highest then modulus is higher. (14)If Voltage is low and power_factor is low then modulus is high. (15)If Voltage is low and power_factor is average then modulus is high. (16)If Voltage is low and power_factor is high then modulus is high. (17)If Voltage is low and power_factor is higher then modulus is high. (18)If Voltage is low and power_factor is highest then modulus is high. (19)If Voltage is average and power_factor is average then modulus is

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average. (20)If Voltage is average and power_factor is high then modulus is average. (21)If Voltage is average and power_factor is higher then modulus is average.

(22)If Voltage is average and power_factor is highest then modulus is average.

(23)If Voltage is high and power_factor is high then modulus is low. (24)If Voltage is high and power_factor is higher then modulus is low. (25)If Voltage is high and power_factor is highest then modulus is low. (26)If Voltage is higher and power_factor is higher then modulus is lower (27)If Voltage is higher and power_factor is highest then modulus is lower. (28)If Voltage is highest and power_factor is lowest then modulus is lowest. (29)If Voltage is highest and power_factor is lower then modulus is lowest. (30)If Voltage is highest and power_factor is low then modulus is lowest. (31)If Voltage is highest and power_factor is average then modulus is lowest.

(32)If Voltage is highest and power_factor is high then modulus is lowest. (33)If Voltage is highest and power_factor is higher then modulus is lowest.

(34)If Voltage is highest and power_factor is highest then modulus is lowest.

4.2 仿真结果分析

仿真参数[54]设置如下：选择的仿真时间0～5s；变步长解法器ode23t；最大最小步长选择自动；选择精细输出。

软起动及降压节能仿真的过程如下：

（1）满载分级变频软起动的过程。0～0.3s，加在定子上的相电压为50V，频 率为10Hz；0.3～0.8s加在定子上的相电压为110V，频率为25Hz；

（2）0.8s后加在定子上相电压的频率不再改变保持工频50Hz，但是定子电 压跟随负载率的变化调节。具体的，在2s时将负载率 β 变化为0.4，3s时变为空载。

由于没有真正意义的空载，我们用常量1而不是零来模拟空载。

仿真过程中，定子相电流、定子相电压、电动机输出转矩、功率因数以及转 速的变化情况如图4.9～4.13所示。

33

34

35

通过图4.9～4.13显示的仿真结果可以看出，异步电动机分级变频软起动的起动电流只有50A左右，仅为额定电流的2倍。只是在频率切换时，造成了电流的振荡，最大冲击电流达到了80A左右；起动电压按照起动要求控制得很好；起动转矩在0.02s左右的时间内就超过了最大转矩的1.2倍，在0.6s左右就基本稳定在额定值，完全满足了重载起动的要求；由于异步电动机带负载起动，因而起动时功率因素值就比较高，在0.3s及0.8s软起动切换频率时造成了功率因数值的波动，不过这种影响立刻便消失了。电机的转速在起动过程中一直在上升。起动性能指标达到方案要求。

在异步电动机的起动过程完成后电动机进入稳态运行，在2s时突然将负载率 调到了40％，在3s时异步电机突然空载。由图4.9～4.13显示的仿真结果可以看出，异步电机定子电流随着负载率的下降而减小；转矩也在随之调整到额定值的40％。空载时电流值下降到5A左右；定子相电压电压也由200V下降到了65V左右； 转矩几乎下降为零；由于负载变轻，转速一直在上升，空载时快要达到同步转速。空载时功率因数值立刻下降到0.1左右，经节能控制器调节立刻回升到0.6以上。这时，经过估算大概可节能75%左右，节能效果明显，完全满足功率因数大于0.6的设计要求。在两次改变负载率时，我们可以看到定子电流、电机转矩、转速同步发生了变化；定子电压、电机功率因数只需要不到半秒钟，模糊节能控制器就能发生响应，超过方案要求。

经过模糊节能控制系统的仿真实验，可以发现通过检测功率因数来控制功率 因数的模糊节能控制系统具有以下显著特点：

（1）模糊节能控制系统的第一个特点是它的简洁性，它甚至可以不考虑异步 电动机的详细运行过程，基于几条简单的试验曲线即可开始模糊节能控制系统的 设计过程。

（2）模糊节能控制系统具有强鲁棒性，对不同型号异步电动机和生产工艺有 差别的异步电动机均可以采用同样的模糊推理软件，它可以自动跟踪负载变化取 得较好的节能效果。

（3）模糊节能控制系统的输入变量可多可少，在异步电动机模糊节能控制系 统设计过程中，虽然选择了较少的两输入变量，但取得了较好的控制效果。

（4）模糊节能控制系统的调节规律内涵丰富，包容量大而广，具有较强的适 应能力。

（5）从仿真实验结果中可以看到，模糊节能控制系统硬件结构比较简单，推 理工作均可由软件实现。

（6）本论文的模糊节能控制系统主要是围绕功率因数来进行的，这主要是因 为，在电动机的能量和功率方面，电动机的功率因数反映的信息量最大，一个功 率因数可以反映异步电动机的有功功率、无功功率、效率、负载率以及电流等诸 多信息，这是异步电动机其它参数所不能比较的。

第 5 章 异步电动机节能控制器的软硬件设计

本装置采用 Intel 的 16 位单片机 87C196KC 实现灵活的控制功能，采用可编程逻辑器件 GAL 芯片完成触发脉冲的产生，数码显示检测的电压值与控制参数 值，参数可修改，具有轻载调压节能的功能。控制电路包括：单片机最小系统、 键盘及显示电路、脉冲触发功放电路、电压同步信号检测电路、电源电路、功

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率因数检测电路六个部分。整体结构图如图 5.1 所示。制版时分为 CPU 板，电 源及驱动板，显示及键盘板三块，各块板之间以扁平电缆线相连。

根据国家标准的规定，我国生产的标准异步电动机不允许长期工作在相电 压低于 160V 的状态下。因此，为标准电动机设计的节能控制系统，其相电压最 大只能下降到 160V。然而空载时，在这个相电压下，其效率根本不能达到预期 效果，功率因数也很难调整到 0. 6 以上。所以，要想获得理想的节能效果，必 须采用专用的变频调速用电动机或到工厂定制非标准电动机。

5.1 控制系统硬件设计 5.1.1 单片机最小系统

MCS－96系列16位单片机具有丰富的软硬件资源与较高的性能，适用于一些 比较复杂的系统。所以本装置采用87C196KC做控制系统，可以方便的满足软件的 升级需求，以及实际应用中对实时性的要求[55]。

最小系统由87C196KC构成。采用24C01是EEPROM，保存用户输入的重要参 数[56]。

87C196KC的主要输入输出信号示意图见下图。

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P1.7读入8279扫描到的按键状态；

P2.6和P2.7与24C01进行I2C总线通信。 模拟输入口ACH0用于A相电压反馈输入；

高速输出入HSI.1为A相同步中断EXTA的输入； 高速输出入HSI.2为B相同步中断EXTB的输入； 高速输出入HSI.3为C相同步中断EXTC的输入；

高速输出口HSO.0～HSO.2输出U、V、W相晶闸管触发脉冲； 外部中断EXINT为A相晶闸管导通信号。

5.1.2 功率因数检测电路的设计

功率因数检测电路如下图所示：

同步信号的检测过程：如上图（a）所示，当A相电压为正时，光耦GO1导通， 经反向门CD4049后EXTA端得到高电平。当A相电压为负时，光耦GO1关断，经反向门CD4049后EXTA端得到低电平。EXTA为A相同步电压信号，并将EXTA送 87C196KC的高速输入口HSI.1。

晶闸管电流过零点时刻的检测过程：如上图（b）所示，当晶闸管G1或G4导通时，由于晶闸管导通时两端电压降很小，整流桥没有输出，光耦GO2关断，管截RSCR端输出高电平。当晶闸管G1和G4均截止时，晶闸管G1和G4两端承受阻断高电压，这时整流桥输出一直流电压，光耦GO2导通，RSCR端输出低电平。故RSCR为晶闸管电压方波导通与关断信号。RSCR电压方波信号的上升沿与下降沿的时刻为电流过零时间，并将晶闸管电流过零时刻信号RSCR送入87C196KC的外部中断口EXTINT。

功率因数的检测方法：当A相同步方波信号送入87C196KC的高速输入口HSI.1，在其上升沿时间产生高速输入中断，得到同步电压过零时刻AT 。将检测到 的晶闸管电流过零时刻信号RSCR送入87C196KC的外部中断口EXTINT，在中断程序中读取定时器的1T 的值，得到电流过零时刻IT ，通过计算可获得电压与电流之间的相位时间即，

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其中，Ta 为对应触发角 α 的时间。

那么，功率因数角 其中， TmsN= 10。

最后通过查余弦表得到功率因数值。 根据不同的负载，具体的波形分析如下： （1） 纯阻性负载

下图给出了0α =75， φ =00，导通角θ =π －α 纯阻性负载时各个信号的波形示意图。

在[ π]0, 2这个周期内分为两个阶段：在[ α ] [π π+α]0, Υ ,区间内由于没有触发信号，正负半周的晶闸管不导通，负载电流与负载电流均为零；在 [α π] [π απ], Υ+,2区间内由于负载是电阻性负载，负载电压输入电压与波形完全相同，而且负载电流与负载电压相位相同，电流幅值呈 I = U/R线性关系。

（2） 感性负载下图中给出了0α =30时，0? =15的感性负载的各个信号的波形示意图。

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考虑在一个周期内即 [ 0,2π ]区间内的情况。在 [ 0,α ]区间内，晶闸管不导通，负载上无电压，电压和电流波形没有；在 [α ,π]区间内，在α 时刻，正半周的触发信号开始作用，正半周的晶闸管SCR1开始触发，负载上的电压此时刻应遵循输入电压在α 时刻的波形，负载为感性因此电流不能突变，在α 时刻波形应该从零开始，而且开始时刻也并不是按照正弦规律上升，到某一时刻时达到稳态与输入电流波形吻合。在[π π+?], 区间内，在 π 时刻，输入电压开始反向，即外界条件已经不满足晶闸管导通的外部条件（阳极电压大于阴极电压），但是负载是感性的，因此π 时刻负载电流还没有变为零，只有等到 π +?时刻负载电流降为零，晶闸管SCR1从此时刻开始才真正关断。在[π +?π+α] , 区间内，正半周的晶闸管SCR1己经关断，而负半周的触发信号还没有产生，因此负载电压和负载电流均没有波形。在[π απ]+ ,2区间内，在 π + α时刻负半周的触发信号开始作用，负半周的晶闸管SCR4开始触发，负载上的电压此时刻应遵循输入电压在 π + α时刻的波形，同样，负载电流应类似于在α 时刻的波形，应该从零开始，而且开始时刻也并不是按照正弦规律上升，到某一时刻时达到稳态与输入电流波形吻合。

由图中可见，功率因数角? 表现为发触发脉冲的时刻与晶闸管导通时刻的夹 角。

5.1.3 B相、C相电压同步信号检测电路的设计

本文设计的节能控制器主要是通过对晶闸管发移相脉冲来控制加载在电动机上的输入电压，因此对过零点时刻的精确判定就极其重要。

5.1.2节中已经给出了A相电压同步信号的检测方法，下图中将给出B相、C相电压同步信号检测电路。

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