高频课设论文-中波收发

一、基本框图

1、 发射机

2、 接收机

二、总体方案

1、 中波电台发射系统设计 A、 克拉泼振荡器

LC三点式振荡器，其中电容三点式振荡器的输出波形比电感三点式振荡器，输出波形好。为提高频率稳定度，可采用改进三点式振荡电路，如克拉波振荡电路、西勒振荡电路。

此电路运用的是克拉泼电路

（1）由于电容C3远小于电容C1、C2，所以电容C1、C2对振荡器的振荡频率影响不大，因此可以通过调节C3调节振荡频率；

（2）由于反馈回路的反馈系数仅由C1与C2的比值决定，所以调节振荡频率不会影响反馈系数；

（3）由于晶体管的极间电容与C1、C2并联，因此极间电容的变化对振荡频率的影响很小；

所以克拉泼电路与普通的LC振荡电路相比，更加稳定，甚至稳定度可达到10^-3。所以选择克拉泼电路

设置静态工作点，使得Icq=1—5mA，偏置电压Ubq=1V左右，选用电源9V，电阻R1=20kΩ，R2=120kΩ，Rc=200Ω在集电极用了L=10mH的高频扼流圈，有通直隔交的作用。在静态工作时，由于三极管工作于线性区，集电极电流非常小，可以视为短路，R1、R2串联分压，Ubq=9*R2/(R1+R2)=1.286V, 由于Icq=Ieq，Icq=(Ubq-0.7)/R3=3.93mA，满足要求，设置电容电感值，

C1=700pF,C2=1000pF,C3=100pF,L=253uH,旁路电容C5=1uF，Ce=1 uF，旁路电容使交流R2短路，来满足相位平衡条件，由于克拉泼振荡器的特点，C3<

C总=(C1*C2*C3)/(C1*C2+C1*C3+C2*C3)=80.46pF 振荡器频率f=1/(2*π

LC总)=1.116MHz,实际由于C1、C2的影响，频率会

受到影响，实际测得频率为1.113Mhz。

稳定度f’=△f/f=0.005/1.116=4.48*10^(-3) 可见，此电路满足条件。

B、 射极跟随器（缓冲器）

为了实现阻抗匹配，振荡器输出到调制电路需要一个阻抗匹配，否则调制电路的输入阻抗会影响到振荡器的起振、频率、电压等参数，为避免直接耦合输入阻抗对前级的影响，这里需要用一个射极跟随器来实现阻抗匹配，我采用一个自举式的跟随器，能够实现很好的电压跟随，特点：输入阻抗大，电压放大倍数约为1。

为了实现阻抗匹配，振荡器与下一级电路的级联，而使后一级电路对前级电路不影响，射极跟随器要求输入阻抗高，输出阻抗低的特点，共集电极射极跟随器，输入阻抗为：Ri=Ui/Ib=rbe+(1+β)ReL 式中：ReL=Re//RL,rbe是晶体管的输入电阻，对低频小功率管其值为：rbe=300+(1+β)(26毫伏）/（Ie毫伏），输入

阻抗为Ri=Ui/Ii=Rb//Rio.由上式可见，射随器的输入阻抗要比一般共射极电路的输入阻抗rbe高（1+β）倍。

C、 低频放大器（音频放大）

由于实际语音信号很小，首先则需要一个声电转换器，将声信号转换成电压信号，但是电压信号的电压值很小，所以需要加一个低频小信号放大电路，这里采用的是uA741运算放大器，用此来实现低频放大。

D、低频电压跟随模块

为实现阻抗匹配，采用三极管射极跟随器即可满足低频跟随，采用共集电极电路即可满足要求。 E、振幅调制模块

此电路采用乘法器来实现 AM调幅，计划选用MC1496来实现,MCl496芯片是Motorola公司出品的一种具有多种用途的集成模拟乘法器，输出电压为输入信号和载波信号的乘积，可以应用于抑制载波、调幅、振幅调制、同步检测、调频检测和相位检测等，采用MCl496集成芯片设计振幅调制电路，比用分立元件设计振幅调制电路要简单得多。但由于multisim12.0软件中，并没有MC1496的集成芯片，所以，查阅了资料，画出MC1496的内部电路图如下：

MC1496电路模块

模拟乘法器是对两个模拟信号（电压或电流）实现相乘功能的有源非线性器件，主要功能是实现两个互不相关信号相乘，即输出信号与两输入信号相乘积成正比。它有两个输入端口，即X 和Y 输入端口。MC1496 是根据双差分对模拟相乘器基本原理制成的四象限的乘法器芯片，是调幅电路中的核心器件，但在仿真元件数据库中没有这个元器件。因此，可以在Multisim10 软件仿真平台的编辑窗口中创建MC1496 的内部结构图，并设置相关选项，生成子电路后加入自定义数据库并保存[2]。创建MC1496 的内部结构图如图1 所示，Q1、Q2、Q3、Q4 组成双差分放大器，Q5、Q6 组成单差分放大器用于激励Q1~Q4。Q7、Q8 及其偏置电路构成恒流源电路。引脚IO8 与IO10 接输入电压，引脚1 与4 接另一个输入电压，输出电压从引脚IO6 与IO12 输出。引脚IO2 与IO3 外接电阻，对差分放大器Q5，Q6 产生电流负反馈，可调节乘法器的信号增益，扩展输入电压的线性动态范围。引脚IO14 为负电源端或接地端，引脚IO5 外接电阻R5，用来偏置电流以及镜像电流。

在实现调幅时载波信号加载在Q1，Q4 的输入端，即IO8、IO10 管脚。调制信号加载在差动放大器Q5、Q6 即管脚IO1、IO4。IO2、IO3 管脚外接电阻，以扩大调制信号动态范围。已调制信号由双差动放大器的两集电极输出。接于正电源电路的电阻R6, R4用来分压，以便提供相乘器内部Q1~Q4 管的基极偏压；负电源通过RP，R12，R13 及R9，R10 的分压 供给相乘器内部Q5、Q6 管基极偏压，RP 为载波调零电位器，调节RP 可使电路对称以减小载波信号输出；R8,R14 为输出端的负载电阻，接于IO2、IO3端电阻R7 用来扩大U 的线性动态范围，同时控制乘法器的增益。偏置电阻R12使Io=2mA；R4、R5向8端口和10端口提供偏压，8端口为交流地电位，51欧姆电阻为传输电缆特性阻抗匹配，两只750欧姆电阻与50KΩRp构成回路，用来对载波信号调零。Rp为载波调零电阻，其作用是调节MC1496的1和4端口的直流电位差为零，确保输出为抑制载波的双边带调幅波，如果4和1端口的直流电位差不为零，相当于普通调幅波。

①载波信号由XFG1 提控υC（t）=VcmcosωCt 通过电容C1，C2 以及R5 加到相乘器的输入端IO8，IO10 管脚。②调制信号由XFG2 提供υΩ（t）=VΩcosΩt，通过电容C4 及电阻R12,R9 加到乘法器的输入端IO1，IO4 管脚。③输出信号经过C3 输出。输出普通调幅波或者双边单调幅波。

而振幅调制的总模块电路图如下：

1.普通调幅波

有载波振幅调制输入载波信号为1.0MHz，峰峰值为40mV。当调制信号峰峰值为0mV 时，调节平衡电位器RP使输出信号有载波输出，此时，输出信号的峰峰值为十几毫伏。再输入调制信号，其频率为6KHz，并加大其峰峰值，输出信号的幅度也发生变化，调制指数Ma在0-1之间，包络就是调制信号的波形

Ma=（A-B）/(A+B),由下图算得ma=（30-14）/（30+14）=36.4% 满足题中设计要求。 如图所示：

2调幅指数变化的波形

改变R8的阻值即可改变波形，改变调制指数Ma，下图是Ma接近于1时的波形和过调幅波形，下图从图中可以看出，已调波的包络形状与调幅信号不一样，产生了严重的包络失真，在实际应用中应尽量避免，保证调幅系数在0 与1 之间。

F、 高频放大器模块

用于振荡器振荡电压的放大，用谐振回路作为负载，小信号放大，使之工作在线性区，甲类放大。用LC谐振回路作为负载，兼具阻抗变换和选频滤波功兼具阻抗变换和选频滤波功能，由于单级放大矩形系数较高，可以采用级联来降低矩形系数，从而达到更好的选择性。当级数大于3时，选择系数的改善不明显，可以选择两级放大,

K0.1=4.66,选择性大大提高。

虽然存在相位差，但约放大了50倍左右。

G、 高频功率放大

采用丙类放大，它将电源供给的直流能量转换成为高频交流输出。实现功率放大，选频网络实现选频，去掉不需要的谐波分量和噪声，这就要求选频网络选择系数要好。

采用两级进行功率放大，都工作在线性区，使得功率放大提高。但有缺点就是效率不高。首先设置静态工作点，使得两个放大器工作在线性区，由于三极管基极电流很小，可以认为R1、R2串联分压，Ubq=12/(R1+R2)=2.4V>0.7V,Icq≈(Ubq-0.7)/(R5)=1.7mA,没有超过三极管的最大工作电流，

电压大概放大250倍左右，随即功率也会放大。

为使达到输出功率要求Po=50mW，负载为RL=51欧姆，所以输出电压U=√(Po*RL)=1.59V,所以通过调节放大器使得输出电压为1.59V，即可满足发射要求。

2、 中波电台接收系统设计

A、 混频器

混频器，有与混频器的原理就是一个频谱的线性搬移过程，即可实现混频，这可以选用乘法器来实现频谱的线性。

混频器工作原理：uc作为混频器的输入，uI (t)为载波输入，输出Uo，经过乘法器后，就实现了一个频谱搬移，波形还是保持不变。这选用MC1496乘法器来实现混频，实现频谱的搬移，这和AM调制的乘法器相同，只需要修改选频网络即可。 混频器的功能是将载波为fs（高频）的已调波信号不失真地变换为另一载频fi （固定中频）的已调波信号，而保持原调制规律不变。例如在调幅广播接收机中，混频器将中心频率为535-1605KHZ的已调波信号变为中心频率为465KHZ 的中频已调波信号，这采用MC1496进行混频，在调幅发射机的基础上，修改选频网络即可完成混频器的设计。

下图是用MC1496构成的混频器，本振电压UL(频率为(2.039MHZ)从乘法器的一个输入端（10脚）输入，信号电压Vs(频率为1.574MHZ)从乘法器的另一个输入端（1脚）输入，混频后的中频(Fi=FL-Fs)信号由乘法器的输出端（6脚）输出。输出端的带通滤波器必须调谐在中频Fi上，本实验的中频为Fi=FL-Fs=2.039MHZ-1.574MHZ=465kHZ。为了实现混频功能，混频器件必须工作在非线性状态，而用在混频器的除了输入信号电压Us和本振电压UL外，不可避免地还存在干扰和噪声。它们之间任意两者都有可能产生组合频率，这些组合频率如果等于或接近中频，将与输入信号一起通过频放大器、解调器，对输出级产生干扰，影响输入信号的接收。干扰是由于混频不满足线性时变工作条件而形成的，因此不可避免地会产生干扰，其中影响最大的是中频干扰和镜像干扰。

混频器参数和 AM调幅参数就选频网络有差别，选频网络C=585P，L=200uH，选频网络中心频率为f=1/(2*π混频器电路:

(LC)=465kHz.

混频器混频波形如下图；输入为中心频率为1.116Mhz的AM调幅波，调制指数Ma=0.5，本地振荡器的频率为1.581Mhz。

混频的频率：f=464.941KHz≈465MHz

B、中频放大器

中频放大器的选择和发射机的高频放大器一样，修改选频网络，使之选频的中心频率为465KHz，即可实现中频放大。

采用三极管处于线性区进行放大，偏置电阻R1=8KΩ，R2=4KΩ，直流电源为12V，偏置电压Ubq=4V>0.7V,Icq=(Ubq-0.7)/R3=1.65mA.满足三极管的工作电流，L2=10mH，为高频扼流，使高频信号不流入地，C1、C2为旁路电容，C3=1171p、L1=100uH，为选频网络，选频中心频率f=1/(2*π要的噪声。

(L1C3)=465kHz.选出465KHz的信号，去掉不需

C、检波器

电路组成，由输入回路、二极管VD和RC低通滤波器组成。RC低通滤波电路有两个作用：

① 对低频调制信号uΩ来说，电容C的容抗，电容C相当于开路，电阻R就作为检波器的负载，其两端产生输出低频解调电压。

②对高频载波信号uc来说，电容C的容抗，电容C相当于短路，起到对高频电流的旁路作用，即滤除高频信号。 R=R1+R2 ， =R1+R2*RL/(R2+RL).最后用一个滤波网络来实现滤波即可解调出音频信号。 分析：

（1）对于直流电压而言，电容的隔直特性使C1开路，所以检波电路输出端的直流电压不能被C1旁路到地线。

（2）对于音频信号而言，由于高频滤波电容C1的容量很小，它对音频信号的容抗很大，相当于开路，所以音频信号也不能被C1旁路到地线。

（3）对于高频载波信号而言，其频率很高，C1对它的容抗很小而呈通路状态，这样惟有检波电路输出端的高频载波信号被C1旁路到地线，起到高频滤波的作用。 （4）实际电路设计过程中需要考虑到惰性失真和负峰切割失真，为了尽量减少失真则需要在设计中注意一些问题。实际应用中，由于调制信号总占有一定的频带(Ωmin～Ωmax)，并且各频率分量所对应的调制系数ma也不相同，设计检波器时，应该用最大调制度mmax和最高调制频率Ωmax来检验有无惰性失真，其检验公式为： 为了消除惰性失真满足：

为了避免负峰切割失真满足：

RLRL//RR?

ma??? R?RLRR

选频网络中心频率为f=1/(2*πma=0.5，

(LC)）=fc.

?max=1kHz，RC<2.76*10^-4,取C=0.51uF,RC=(R1+R2)C1+R2C2,这取

2C1=C2，R1=0.25R2；R<27.566KΩ,R2<12.53KΩ,R1<2.501KΩ,C3一般取5-10uF，这取C3=5uF，RL=150Ω，满足不产生惰性失真： 2a max

maxa max

RΩ=R1+R2RL/(R2+RL),取R2=769.6Ω,R1=192.4Ω,RL=150Ω,ma<0.583,在这ma=0.5，满足要求。

LL?

a

1?mRC??mRR//RRm???R?RLRR

D、 低频放大

此模块与发射部分的低频放大几乎相同，放大倍数相似。所以用发射部分的低频放大电路即可。 电路图如下：

为了满足接收要求，输出功率0.25W，负载为8欧姆，所以输出电压为1.414V，可以通过调节反馈电阻R3、R4来调节放大倍数来实现电压的放大，最后再通过电压跟随器实现阻抗匹配。满足实际要求。

E、 本机振荡

由于发射机振荡频率为1.116Mhz，所以本机振荡f=fc+465khz=1.581Mhz，此电路用西勒振荡，稳定度较高。 电路图如下

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