LLC谐振半桥的主电路设计指导

LLC谐振半桥的主电路设计指导

近年来，LLC谐振半桥因为成本低、效率高而且结构简单，获得了电源工程师的广泛认可，从而迅速在中低功率（100W-2000W）范围内得到了广泛应用。

关于LLC谐振半桥的理论分析，各类论文已经介绍的比较详细，因此在这里不再赘述，仅仅把主电路参数的设计过程，以及设计中用到的主要公式分列如下。

一、所需的初始设计条件

LLC变换器仅适用于输入电压波动范围比较窄的高压直流输入场合，因此前级一般有PFC级，且LLC电路不适合用于需要长保持时间的场合。设计时，所需的初始限定条件主要是：

1、 输入额定直流电压Vin?e、最低工作直流电压Vin?min、最高直流输入电压Vin?max； 2、 额定输出电压Vo、额定输出电流Io； 3、 预期的谐振频率fr；

4、 输出线路压降（含二极管压降、PCB走线以及电缆压降）Vd；

5、 K值（K值的大小将影响到工作频率范围，并对效率略有影响。一般取4-7之间）； 6、 变压器磁芯截面积Ae与工作磁感应强度Bmax，变压器原边匝数NP，副边匝数NS;

二、设计计算过程

1、 计算变比

一般来说，为了使电源达到比较高的变换效率，我们会把满载工作点设置在谐振频率位置，或略有轻微调整。根据LLC变换器的原理，在谐振频率处，电源的传输比=1。 因此，Vin?eNSNV?Vo?Vd，据此计算出n?P?in?e NPNSVo?Vd2、 计算额定负载电阻R，以及折射到原边的负载电阻Rp

8n2RVoR?，Rp?2

?Io3、 计算最高输入电压Gmax和最低输入电压时的增益Gmin Gmin?2n(Vo?Vd)/Vin?ma，x Gmax?2n(Vo?Vd)/Vin?min

4、 计算临界Q值，一般在计算值的基础上取0.90~0.95倍的裕量，以保证不进入ZCS区。

Gmax0.9~0.95一般取Q?(K?) 2KGmaxGmax?15、 计算最低工作频率和最高工作频率，分别对应低压输入和高压输入 fmin?2fr（1?K（1?1Gmax，fmax?fr（1?K（1?））21））Gmin

6、 计算谐振电感感量Lr，以及谐振电容Cr，和主变压器原边感量Lm Lr?QRp2?fr，Lm?KLr，Cr?1。计算时需要注意，谐振电容Cr的容量是一个标准

2?frQRp序列，一般有：8.2nF、12nF、15nF、22nF、33nF、39nF、47nF，而Lr、Lm是可定制的。因此我们一般会通过微调谐振频率和K值，得到一个精准的Cr，以避免非标准序列的Cr带来的不必要的麻烦。

7、 计算谐振电感的电流峰值Im

Im?Vin?e

4f（rLm?Lr）8、 计算额定输入电压、满载输出条件下的原边绕组电流有效值，和原边绕组电流峰值，以及每个

开关管的电流有效值

IrmsV?Vd?o8nR2n4R2?8?2，Ipk?2Irms，Imos?Irms22Lmfr2

9、 计算副边每个绕组的电流有效值，

Is?pk?10、

?2Io，Is?rms?0.5Is?pk

计算副边整流管的应力平台电压，与二极管电流平均值

Vd?额定?2Vo，Id?额定?0.5Io 11、

计算谐振电容电压有效值、电流有效值

最高输入电压，满载条件下，谐振电容电压有效值为：

Vcr-rms?12、

Vin?max2Irms， 电流有效值Icr-rms?Irms ?22?frCr计算输出滤波电容上的纹波电流有效值

Ico-rms?Io13、

?28?1?0.482?Io

一般取实际匝比略大于计算值，使半载以上工作在f

n实际?n/0.96

14、 计算原边匝数最小值，从而选定副边匝数。一般需要微调Np的值，以便使Ns接近整数，

使得原副边匝比最接近理论计算值。 Np?n（Vo?Vd），NS?Np/n实际

2frAeBmax三、设计注意事项

1、 关于K值的选择

K值，即变压器励磁电感Lm与谐振电感Lr的比值，直接决定了从轻载到满载的频率变化比值，即

fmax。K值越大，频率变化范围越大，但是励磁电流峰值将降低，从而减少了满载下励磁fmin电流在开关管上形成的导通损耗。但是，频率变化范围太宽的话，也将导致反馈环稳定性设计难度增大。

因此一般来说，取K值在4到7之间，这样的话可以均衡稳定性与效率。

也有人介绍取K值在2.5~8之间，但是K值大于7以后，实际上对满载效率的影响已经微乎其微了，因此建议K值不大于7，以便降低调试工作量。 2、 关于磁集成

LLC变压器和谐振电感可以采用磁集成的方式来降低成本，并减小体积。

但是，磁集成方式下，变压器的温升一般明显升高，测试的时候需要注意检验是否满足温度降额。

另外，磁集成方式下，根据经验，当变压器距离金属机箱壁太近的话（小于5mm），将会在机箱壁上形成明显的涡流，导致额外的发热，铁或钢质机箱尤为明显。根据经验，曾经在400W电源上测到过损耗增大5W。分立的主变和谐振电感则无该现象。 3、 关于Bmax值的取值范围

一般来说，对于自然冷，取Bmax小一些，建议不超过0.22。而对于风冷电源，由于磁芯散热条件得到改善，可以取Bmax略大一些，建议不超过0.28。 4、 关于成本分析与拓扑选型

在大约100W以下的范围内，由于反激变换器的成本更低，因此一般不考虑采用LLC变换器。 在大约100W-500W的范围内，各种变换器的相对成本依次是：反激变换器 < LLC变换器 < 单管整机RCD < 而双管正激，一般建议用LLC。

在500W-1500W范围内，属于LLC、双管正激、半桥、全桥、移相全桥的重叠范围，LLC和移相全桥具有最高的效率，两者都是可选的。但是由于移相全桥的输出纹波电流比较小，因此在低压大电流场合可能更合适一些。且移相全桥属于定频控制，环路稳定性的调试难度较低。而LLC在这种场合下由于输出纹波固定等于总输出电流的48%，输出电容选型会难度大一些。

对于更大的功率，一般可以考虑采用移相全桥或三电平等其他拓扑，在此不作赘述。

附录一、计算案例：AS0600-12产品

1、技术要求

输入电压： 330V-420Vdc，额定值390Vdc 输出电压： 12Vdc

线路压降： 0.3V线路压降，及0.4V远端补偿 最大输出功率： 600W

效率： 0.96 2、具体器件计算

开关频率确定：在减小模块体积的前提下，开关频率应该尽可能提高，但考虑EMC及开关损耗，谐振频率取90kHz，开关频率接近谐振频率。 2.1主变压器与谐振参数计算

1、根据经验，初步选取PQ3230磁芯骨架，截面积0.000163m2，体积为10.2cm3。 2、根据经验，取△B = 0.28特斯拉 ①计算实际变比

考虑到占空比的损失，根据经验估算实际变比为理论变比的96% 实际变比n = 15.85/0.975 = 16.26 ②计算原边最低匝数

Np?n(Vo?Vd)16.26?（12?0.25）??15.9，取16匝。

2frAe?B2*138000*0.000163*0.28计算额定输入电压、满载、最低工作频率下的△B为：

?B?n(Vo?Vd)16.26?(12?0.25)??0.38特斯拉，基本可以接受。 2NpfminAe2*16*102470*0.000163因此，取原边匝数为16匝，副边匝数为1匝。 ④计算原边线径

根据前表计算结果，原边电流有效值为：3.9A，取电流密度为5A/mm2，计算绕组截面积为：Sp = 3.9/5 = 0.78mm2，取0.33mm三层绝缘线9根并联,截面积为0.77mm2，实际电流密度为5A/mm2。

由于原边采用三层绝缘线，因此整个变压器不加档带。 ⑤计算副边线径

副边绕组电流有效值39.3A，取电流密度4A/mm2，计算绕组截面积为：Ss = 39.3/4 = 9.8mm2，每个绕组可以采用10*0.4的铜带2根并联，截面积8mm2，电流密度4.91A/mm2。 ⑥变压器设计参数：

磁芯：PQ3230 匝比：16：1

Lm ：165uH±5%，Lr ＝ 30uH

线径为：原边用0.21*12多股线2根，副边每个绕组用0.4mm*10mm铜带两根并联。 ⑦变压器损耗计算

天通TP4A材质磁芯，在100℃/100K/200m特斯拉的情况下，损耗为0.41W/cm3，PQ3225磁芯体积为：10.2cm3，因此本设计中变压器的磁损为：1380000.282Pfe??()?0.41?10.2?2.87W。 1000002?0.20主变原边绕组的长度约为：96cm，截面积0.82mm2，阻值为：22 mΩ，损耗为：

Pcu1?3.92?0.022?（273?100）（/273?25）?0.42W。

主变副边每个绕组的长度约为：10cm，阻值约为：0.21mΩ，损耗为：

Pcu2?2?39.32?0.00021?（273?100）（/273?25）?0.37W。

因此主变压器总损耗约为：P主变?Pfe?Pcu1?Pcu2?2.87?0.42?0.37?3.66W。由于副边绕组直接用铜皮引出，电流密度较小，且引出端距离同步整流管距离非常近，因此初步计算时估算引出端损耗为0。 ⑧谐振电感计算。

磁芯：ER28，Ae = 0.000082mm2，取Lr=30uH±5%，Bmax=0.2特斯拉

匝数：谐振电感与变压器原边绕组串联，因此电感电流等于变压器原边绕组电流。变压器原边绕组电流有效值3.9A，峰值约5.5A，计算匝数为：

LI30?10?6?5.5N???13.4匝，取14匝。注意避开中柱气隙，否则绕组涡流损

?BAe0.15?0.000082耗很大。

线径：0.21*20多股线1根，要求绕组两端各2mm档带。 ⑨谐振电感损耗计算

PC40材质磁芯，在100℃/100K/20m特斯拉的情况下，损耗为0.42W/cm3，ER28磁芯体积为：2.08cm3，因此本设计中谐振电感的磁损为：

950002?0.22Pfe?谐振电感??()?0.42?2.08?0.82W。 100002?0.20谐振电感绕组长度约为：100cm，阻值为：20mΩ，损耗为：

Pcu?谐振电感?3.42?0.020?（273?100）（/273?25）?0.29W。

因此谐振电感总损耗约为：

P谐振电感?Pfe?谐振电感?Pcu?谐振电感?1.11?0.29?1.11W。 ⑩谐振电容选型

谐振电容选用1000V-0.022uF-±5%-双面金属化聚丙烯膜电容，2PCS并联。

2.2主要器件和损耗计算

1、MOS管计算

MOS管承受的最高电压即为输入最高电压430V，因此选择耐压为600V的MOS管。

MOS流过的额定电流有效值为：I1?0.5Ip?2.7A，考虑到MOS管高温电流降额和导通电阻、成本等综合因素，选择SIHG30N60E，耐压600V，电流30A，导通电阻Ron=0.125Ω。

MOSFET功率管的损耗由通态损耗、开通损耗和关断损耗三部分构成。

22通态损耗为：P W（高温下）conduct?mos?DC/DC?I?Ron?2.7?0.125?1.8?1.64功率管的开通损耗为0，估计关断电流预计不超过原边MOS峰值电流的60%，估计关断过程时间为75nS，计算关断损耗为：

Pswitch?mos?DC/DC?0.17?0.66?Ip?Vpfc?60?10?9?138?103?2.26W

因此功率管的损耗为：P?7.8Wmos(dc)?2(Pconduct?m（s?DC/DC?Pswitch?mos?DC/DC）

如果关断时间下降为50nS，则功率管的损耗下降1.5W，总损耗6.3W。2、输出整流管

12V主路输出电流为50A，每个二极管上的平均电流有效值电流39.3A，承受的反压为2Vo =24V，两侧的输出同步整流管分别采用BSC027N04LS G（规格为：40V-2.7m欧-100A）3PCS并联，则每侧的同步整流管损耗为Psmos =39.3×39.3×0.0027×1.8/3 ＝ 2.5W，双侧同步整流管损耗共5W。 3、输出电容值

选择16V耐压的电容，电容纹波有效值为24A，选用16V/2200uF/ZLH系列电容2PCS，规格为：16V-2200uF-2.48A-17mΩ-25℃，和16V470uF固体铝电解电容6PCS，规格为。满足纹波电流降额要求和输出纹波电压要求。纹波电流引起的损耗为：24×24×1 ＝ 0.56W。 4、 磁棒滤波电感

磁棒滤波电感采用1.4mm的铜线2根绕5匝，绕线长度为：18cm，截面积为3mm2，阻值约：单个磁棒电感的电阻为1m欧，采用2PCS相同的磁棒电感并联，铜损约为：50×50×1×1.25/2＝1.56W。 5、 分流器

分流器阻值2.5m欧、3PCS并联，损耗约：2.5*50*50/3＝2.08W。 6、死负载

预计死负载0.5W。 7、 热插拔MOS

热插拔MOS采用4PCS（规格为：30V-2m欧-100A）并联，计算损耗为：50×50×2×1.8/ 4＝2.25W。

8、 DC/DC电路的总损耗计算

由前述计算和分析知道，DC/DC变换器的总损耗主要由下列几部分构成：主变压器、谐振电感、主开关管、输出整流管和电流采样电阻、假负载电阻损耗。

DC/DC效率计算如下：

DC/DC效率计算输出电压（V）输出电流（A）输出功率（W）DC/DC总损耗（W）主变压器损耗谐振电感损耗主开关管损耗输出整流管损耗磁棒电感损耗假负载损耗分流器损耗热插拔MOS损耗输出电容DC/DC效率预计DC/DC效率预计达到96.2%，满足设计预期。

实际上，由于该计算结果对开关管的开关速度、磁芯的材质等均提出了相当高的要求，实际生产时的磁芯不一定能达到上述计算中要求的指标，而且为了通过EMC测试，可能会适当放慢驱动速度。因此实际效率会低于上述计算值。预期DC/DC效率大于95%。

125060023.413.6626.351.5602.082.250.5696.2%

本文来源：https://www.bwwdw.com/article/f5wp.html