通信原理实验指导书

目 录

实验一 抽样定理和脉冲调幅(PAM)实验????????1 实验二 脉冲编码调制(PCM)实验 ??????????9 实验三 实验四 实验五 实验六 FSK实验七 实验八 增量调制(ΔM)编译码实验 ?????????18 移相键控(PSK)实验 ????????????28 码型变换实验 ????????????40 电力线载波通信实验 ??????????48 数字基带信号处理实验 ??????????60 通信系统原理课程设计数字信号的基带传输 ?88

HDB3

一、实验目的

1、验证抽样定理；

实验一 抽样定理和脉冲调幅（PAM）实验

2、观察了解PAM信号形成过程，平顶展宽解调过程； 3、了解时分多路系统中的路际串话现象。

二、实验原理和电路说明

1、概述

在通信技术中为了获取最大的经济效益，就必须充分利用信道的传输能力，扩大通信容量。因此，采取多路化制式是极为重要的通信手段。最常用的多路复用体制是频分多路复用(FDM)通信系统和时分多路复用(TDM)通信系统。频分多路技术是利用不同频率的正弦载波对基带信号进行调制，把各路基带信号频谱搬移到不同的频段上，在同一信道上传输。而时分多路系统中则是利用不同时序的脉冲对基带信号进行抽样，把抽样后的脉冲信号按时序排列起来，在同一信道中传输。

利用抽样脉冲把一个连续信号变为离散时间样值的过程称为“抽样”，抽样后的信号称为脉冲调幅(PAM)信号。在满足抽样定理的条件下，抽样信号保留了原信号的全部信息。并且，从抽样信号中可以无失真地恢复出原信号。

抽样定理在通信系统、信息传输理论方面占有十分重要的地位。数字通信系统是以此定理作为理论基础的。在工作设备中，抽样过程是模拟信号数字化的第一步。抽样性能的优劣关系到整个系统的性能指标。

PAMPAM语音信号抽样量化编码信道解码滤波语音信号

发定时收定时

图1-1 单路PCM系统示意图

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作为例子，图1-1示意地画出了传输一路语音信号的PCM系统。从图中可

以看出要实现对语音的PCM编码，首先就要对语音信号进行抽样，然后才能进行量化和编码。因此，抽样过程是语音信号数字化的重要环节，也是一切模拟信号数字化的重要环节。 为了让实验者形象地观察抽样过程，加深对抽样定理的理解，本实验提供了一种典型的抽样电路。除此，本实验还模拟了两路PAM通信系统，从而帮助实验者初步了解时分多路的通信方式。 2、抽样定理

抽样定理指出，一个频带受限信号m(t)如果它的最高频率为fH(即m(t)的频谱中没有fH以上的分量)，可以唯一地由频率等于或大于2fH的样值序列所决定。因此，对于一个最高频率为3400Hz的语音信号m(t)，可以用频率大于或等于6800Hz的样值序列来表示。抽样频率fs和语音信号m(t)的频谱如图1-2和图1-3所示。由频谱可知，用截止频率为fH的理想低通滤波器可以无失真地恢复原始信号m(t)，这就说明了抽样定理的正确性。

实际上，考虑到低通滤波器特性不可能理想，对最高频率为3400Hz的语音信号，通常采用8KHz抽样频率，这样可以留出1200Hz的防卫带，见图1-4。如果fs＜2fH，就会出现频谱混迭的现象，如图1-5所示。

M0ffH

图1-2 语音信号的频谱

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M理想低通滤波器fs2fs0fHfs+fH

2fs+fHf

图1-3 语言信号的抽样频谱和抽样信号的频谱

在验证抽样定理的实验中，我们用单一频率fH的正弦波来代替实际的语音信号，采用标准抽样频率fs=8KHz,改变音频信号的频率fH,分别观察不同频率时，抽样序列和低通滤波器的输出信号，体会抽样定理的正确性。

M一般低通滤波器fs2fs

0fH

图1-4 留出防卫带的语音信号的抽样频谱

fs+fH2fs+fHf

Mfs2fs0

fHfs+fH2fs+fH第3页

f

图1-5 fs＜2fH时语音信号的抽样频谱

验证抽样定理的实验方框如图1-6所示。在图1-8中，连接(TP8)和(TP14)，就构成了抽样定理实验电路。抽样电路采用场效应晶体管开关电路。抽样门在抽样脉冲的控制下以每秒八千次的速度开关。T1为结型场效应晶体管，T2为驱动三极管。当抽样脉冲没来时，驱动三极管处于截止状态，-5V电压加在场效应晶体管栅极G，只要G极电位负于源极S的电位，并且|UGS|>|UP|，则场效应晶体管处于夹断状态，输出信号为“0”。抽样脉冲来时，驱动三极管导通，发射极+5V电压加到驱动二极管，使之反向偏置。从截止到导通的跳变电压经跨接在二极管两端的电容加到场效应晶体管的G极。使栅极、源极之间的电压迅速达到场效应晶体管导通的数值，并一直达到使源极电压等于漏极上的模拟电压。这样，抽样脉冲期间模拟电压经场效应晶体管开关加到负载上。由于抽样电路的负载是一个电阻，因此抽样的输出端能得到一串脉冲信号。此脉冲信号的幅度与抽样时输入信号的瞬时值成正比例，脉冲的宽度与抽样脉冲的宽度相同。这样，脉冲信号就是脉冲调幅信号。当抽样脉冲宽度远小于抽样周期时，电路输出的结果接近于理想抽样序列。由图1-6可知，用一低通滤波器即可实现模拟信号的恢复。为便于观察，解调电路由射随、低通滤波器和放大器组成，低通滤波器的截止频率为3400Hz。

音频信号抽样门低通滤波抽样脉冲

图1-6 抽样定理实验方框图

3、多路脉冲调幅(PAM信号的形成和解调)

多路脉冲调幅的实验框图如图1-7所示。在图1-8电原理图中，连接(TP8)和(TP11)、(TP13)和(TP14)就构成了多路脉冲调幅实验电路。

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分路抽样电路的作用是：将在时间上连续的语音信号经脉冲抽样形成时间上离散的脉冲调幅信号。n路抽样脉冲在时间上是互不交叉、顺序排列的。各路的抽样信号在多路汇接的公共负载上相加便形成合路的脉冲调幅信号。本实验设置了两路分路抽样电路。

音频信号1分路抽样1相加信道分路3分路选通1展宽低通分路2音频信号2分路抽样2

分路2'

图1-7 多路脉冲调幅实验框图

多路脉冲调幅信号进入接收端后，由分路选通脉冲分离成n路，亦即还原出单路PAM信号。发送端分路抽样与接收端分路选通是一一对应的，这是依靠它们所使用的定时脉冲的对应关系决定的。为简化实验系统，本实验的分路选通脉冲直接利用该路的分路抽样脉冲经适当延迟获得。接收端的选通电路也采用结型场效应晶体管作为开关元件,但输出负载不是电阻而是电容。采用这种类似于平顶抽样的电路是为了解决PAM解调信号的幅度问题。由于时分多路的需要，分路脉冲的宽度τ

S

是很窄的。当占空比为τS/TS 的脉冲通过话路低

通滤波器后，低通滤波器输出信号的幅度很小。这样大的衰减带来的后果是严重的。但是，在分路选通后加入保持电容，可使分路后的PAM信号展宽到100%的占空比，从而解决信号幅度衰减过大的问题。但我们知道平顶抽样将引起固有的频率失真。

PAM信号在时间上是离散的，但在幅度上却是连续的。而在PCM系统里，PAM信号只有在被量化和编码后才有传输的可能。本实验仅提供一个PAM系统的简单模式。

4、多路脉冲调幅系统中的路际串话

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路际串话是衡量多路系统的重要指标之一。路际串话是指在同一时分多路系统中，某一路或某几路的通话信号串扰到其它话路上去，这样就产生了同一端机中的各路通话之间的串话。串话分可懂串话和不可懂串话,前者造成失密或影响正常通话；后者等于噪声干扰。对路际串话必须设法防止。一个实用的通话系统必须满足对路际串话规定的指标。 在一个理想的传输系统中，各路PAM信号应是严格地限制在本路时隙中的矩形脉冲。但如果传输PAM信号的通道频带是有限的，则PAM信号就会出现“拖尾”的现象，当“拖尾”严重，以至侵入邻路隙时，就产生了路际串话。

在考虑通道频带高频端时，可将整个通道简化为图1—9所示的低通网络，它的上截止频率为： f1=1/(2πR1C1)

R1C1V12Ut

g

(a)(b)图1-9 通道的低通等效网络

为了分析方便，设第一路有幅度为V的PAM脉冲，而其它路没有。当矩形脉冲通过图1-9(a)所示的低通网络，输出波形如图1-9(b)所示。脉冲终了时，波形按R1C1时间常数指数下降。这样，就有了第一路脉冲在第二路时隙上的残存电压——串话电压ΔU，这种由于信道的高频响应不够引起的路际串话就叫做高频串话。

当考虑通道频带的低频端时，可将通道简化为图1—10所示的高通网络。它的下截止频率为：

f2=1/(2πR2C2)

由于R2C2>>τ ，所以，当脉冲通过图1-10(a)所示的高通网络后，输出波形如图1-10(b)所示。长长的“拖尾”影响到相隔很远的时隙。若计算某一话路上的串话电压，则需要计算前n路对这一路分别产生的串话电压，积累起来才是总的串话电压。这种由于信道的低

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频响应不够而引起的路际串话就叫做低频串话。解决低频串话是一项很困难的工作。

C2R2V12gt(a)

(b)

图1-10 通道的高频等效网络

限于实验条件，本实验只模拟了高频串话的信道。

以上几部分电路所需要的定时脉冲均由图1-8中的定时电路提供。

三、实验仪器

双踪同步示波器 SR8

四、实验内容与步骤

(一) 抽样和分路脉冲的形成

用示波器和频率计观察并核对各脉冲信号的频率、波形及脉冲宽度，并记录相应的波形。

1、在(TP1)观察主振脉冲信号。

2、在(TP2)观察分路抽样脉冲；在(TP3)观察分路抽样脉冲。 3、在(TP2′)观察分路抽样脉冲；在(TP3′)观察分路抽样脉冲。

4、用双踪示波器比较（TP2）—（TP2′），（TP3）—（TP3′）的时序。 (二) 验证抽样定理

1、正弦信号从(TP4)输入，fH=1KHz，幅度2VP-P。 2、连接（TP2）—（TP6）。

3、以(TP4)作双踪同步示波器的比较信号，观察(TP8)抽样后形成的PAM信号。调整示波器触发同步，使PAM信号在示波器上现示稳定，计算在一个信号周期内的抽样次数。核对信号频率与抽样频率的关系。

4、连接(TP8)—(TP14)，在(TP15)观察经低通滤波器和放大器的解调信号。测量其频

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率，确定和输入信号的关系，验证抽样定理。

5、改变fH，令fH=6KHz，重复2、3、4项内容，验证抽样定理。 (三) PAM信号的形成和解调

连接(TP8)—(TP11)、(TP13)—(TP14)、(TP3)—（TP12)，观察并画出以下各点的波形。

1、 在(TP4)输入正弦信号，fH=1KHz，幅度2Vp-p。

2、以(TP4)作为双踪同步示波器的比较信号，在(TP8)观察单路PAM信号。

3、在(TP13)观察选通后的单路解调展宽信号，用示波器读出τ的宽度（用μS作单位）。 4、在(TP15)观察经低通滤波器放大后的音频信号。

5、改变输入正弦信号的频率(fmax≤3.4KHz可取500、1K、2K、3K)，在(TP15)测量整个系统的频率特性,测试数据填入下表。

f(Hz) TP15（V） 500 1000 2000 3000 (四) 多路PAM系统中的路际串话现象 连接(TP2′)—(TP12)，接入分路选通脉冲。 1、在(TP4)输入正弦信号，fH＜1KHz。

2、在(TP15)观察第一路串入第二路的信号，用示波器观察并测量其频率和幅度。 3、连接(TP8)—(TP9)、(TP10)—(TP11)，将开关K向下置于电容C11处，重复1、2项的内容，并与之比较。

4、将开关K向上置于电容C12处，重复1、2项的内容，并与2、3项的结果比较。

五、实验报告

1、整理实验数据，画出相应的曲线和波形。

2、本实验在(TP8)和(TP13)得到的是哪一类抽样的波形？从理论上对理想抽样、自然抽样和平顶抽样进行对比和说明。

3、对实验内容(二)进行讨论。当fs>2fH和fs<2fH时，低通滤波器输出的波形是什么？试总结一般规律。

4、实验内容(四)中的2、3、4项内容有什么区别？分析影响串话的主要原因。根据本

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实验电路的元件数据计算信道上的截止频率。 5、对改进实验内容和电路有什么建议？

实验二 脉冲编码调制(PCM)实验

一、实验目的

1、了解语音信号编译码的工作原理； 2、验证PCM编码原理；

3、初步了解PCM专用大规模集成电路的工作原理和应用； 4、了解语音信号数字化技术的主要指标及测试方法。 二、实验原理和电路说明 1、 概述

脉冲编码(PCM)技术已经在数字通信系统中得到了广泛的应用。十多年来，由于超大规模集成技术的发展，PCM通信设备在缩小体积、减轻重量、降低功耗、简化调试以及方便维护等方面都有了显著的改进。目前，数字电话终端机的关键部件，如编译码器(Codec)和话路滤波器等都实现了集成化。本实验是以这些产品编排的PCM编译码系统实验，以期让实验者了解通信专用大规模集成电路在通信系统中应用的新技术。

PCM数字电话终端机的构成原理如图2-1所示。实验只包括虚线框内的部分，故名PCM编译码实验。

发滤波器Voice编码器合路发混合装置收滤波器译码器分收路

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图2-1 PCM数字电话终端机的结构示意图

2、 实验原理和电路

PCM编译码系统由定时部分和PCM编译码器构成，电路原理图如图2-2所示。 1、PCM编译码原理

为适应语音信号的动态范围，实用的PCM编译码必须是非线性的。目前，国际上采用的均是折线近似的对数压扩特性。CCITT的建议规定以13段折线近似的A律(A=87.56)和15段折线近似的μ律(μ＝255)作为国际标准。A律和μ律的量化特性初始段如图2-3(a)和图2-3(b)所示。A律和μ律的编译码表分别列于表2-1和表2-2。

这种折线近似压扩特性的特点是：各段落间量阶关系都是2的倍数，在段落内为均匀分层量化，即等间隔16个分层。这些对于用数字电路实现非线性编码与译码是极为方便的。 2、PCM编译码器简介

本实验PCM编译码器采用了TP3067专用大规模集成电路，它是CMOS工艺制造的单片PCM A/μ律编译码器，并且片内带有输入输出话路滤波器。TP3067的管脚如图2-4所示，内部组成框图如图2-5所示。

输出864-7-5-3-120-2-4-6-81357输入(a)

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输出75310-8-6-4-2输入-1-3-5-72468

(b)

图2-3 量化特性

表2-1 A＝8756编译码表

段落码 电平码 S | 0000 000 … 1111 0000 001 … 1111 0000 010 … 1111 0000 011 … 1111 0000 100 … 1111 0000 101 … 1111 0000 110 … 1111 0000 111 … 1111

输入幅度 范围 0-1 … 15-16 16-17 … 31-32 32-34 … 62-64 64-68 … 124-128 128-136 … 248-256 256-272 … 496-512 512-544 … 992-1024 1024-1088 … 1984-2048 量阶 △ 1 1 2 4 8 16 32 64 量化 电平 0 … 15 16 … 31 32 … 47 48 … 63 64 … 79 80 … 95 96 … 111 112 … 127 译码 幅度 0.5 … 15.5 16.5 … 31.5 32 … 63 66 … 126 132 … 252 264 … 504 528 … 1008 1056 … 2016 TP3067的管脚定义简述如下：

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(1) VPO+ 接收功放的同向输出。

(2) GNDA 模拟地。所有信号以这个引脚为参考点。

(3) VPO- 接收功放的反向输出。 (4) VPI 将输入转换到接收功放。 (5) VFRO 接收滤波器的模拟输出。 (6) VCC 正电源引脚。VCC=+5V±5%

(7) FSR 接收部分的8KHZ帧同步时隙信号。 (8) DR PCM码流解码输入。

(9) BCLKR/CLKSET 接收数据(DR)时钟,在固定速率工作模式下为2048K。FSR的上升沿，可以从64KHZ变化到2.048MHZ。逻辑输入可以交替地选择在同步模式下提供给主时钟的1.536MHZ/1.554MHZ或2.048MHZ，BCLKX用于传输和接收。 表2-2 μ=255编译码表

输入幅度 范围 0-0.5 … 14.5-15.5 15.5-17.5 … 45.5-47.5 47.5-51.5 … 107.5-111.5 111.5-119.5 … 231.5-239.5 239.5-255.5 … 479.5-495.5 495.5-527.5 … 975.5-1007.5 1007.5-1071.5 … 1967.5-2031.5 2031.5-2159.5 … 3951.5-4079.5

量阶 △ 1 2 4 8 16 32 64 128 段落码 S 000 001 010 011 100 101 110 111 电平码 | 0000 … 1111 0000 … 1111 0000 … 1111 0000 … 1111 0000 … 1111 0000 … 1111 0000 … 1111 0000 … 1111 量化 电平 0 … 15 16 … 31 32 … 47 48 … 63 64 … 79 80 … 95 96 … 111 112 … 127 译码 幅度 0 … 15 16.5 … 46.5 49.5 … 109.5 115.5 … 235.5 247.5 … 487.5 511.5 … 991.5 1039.5 … 1999.5 2095.5 … 4015.5 (10) MCLKR/PDN 接收主时钟。1.544MHZ或2.048MHZ。可以与MCLKX同步，但最

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好是在最佳性能时与MCLKX同步。在MCLKR持续低时，全部内部定时选择MCLKX。在MCLKR持续高时，器件处于低功耗状态。

(11) MCLKX 传输主时钟必须是1.536MHZ、1.544MHZ或2.048MHZ。可以与MCLKR同步。

(12) BCLKX 传输数据(DX)位时钟, 固定速率工作模式下为2048K。可以从64KHZ变化到2.048MHZ,但必须与MCLKX同步。

(13) DX 编码数据输出,通过FSX使能。 (14) FSX 发送部分的8KHZ帧同步时隙信号。 (15) TSX 编码时的消耗输出。

(16) ANLB 控制输入的模拟回路。操作时必须置逻辑“0”。 (17) GSX 传输输入放大器的模拟输出，用于内部设置增益。 (18) VFXI- 传输输入放大器的反向输入。 (19) VFXI+ 传输输入放大器的同向输入。 (20) VBB 负电源引脚。VBB=-5V±5%。

3、定时部分

TP3067编译码器所需的定时脉冲均由定时部分提供。这里只需要主时钟2048KHz和帧定时8KHz信号。

VPO+GNDAVPO-VPIVFROVCCFSRDRBCLKR/CLKSETMCLKR/ PDN1234567891020191817VBBVFXI+VFXI-GSXANLBTSXFSXDXBCLKXMCLKXTP3067161514131211

图2-4 TP3067管脚图

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为了简化实验内容，本实验系统的编译码部分公用一个定时源以确保发收时隙的同步。在实际的PCM数字电话设备中，确有一个同步系统来保证发收同步的。 三、实验仪器

双踪同步示波器 SR8 *杂音计 ND5 *失真度测量仪 BS1

四、实验内容与步骤

(一) 时钟部分

主振频率为4096KHz，经分频后得到2048KHz的位定时和128KHz的定时，再经分频分相后得到8KHz的主同步时钟和路时钟。用示波器在(TP1)观察主振波形，用频率计测量其频率。同样在(TP2)、(TP3)和(TP4)观察并测量其它时钟信号,并记录各点波形的频率和幅度。

(二) PCM编译码器

音频信号（fH=1KHZ,幅度2VP-P）从(TP5)输入，则在(TP6)可观察到PCM编码输出的码流。

连接(TP6)—（TP7），则在(TP8)可观察到经译码和接收低通滤波器恢复出的同向输出音频信号和反向输出音频信号（TP8′），记录各测试点的波形参数。

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VFXI-R1R2-+GSX拟开关ANLB模自动调零寄RC滤波器带通滤波器VFXI+VPO+S/N DAC存器DXR-+电压基准比较器带通滤波器A/D控制逻辑S/NDAC寄存器DRRRC滤波器-+VPO-R3VPIR4定时控制+5V-5VTSXVFROVCCVBBGNDAMCLKXMCLKR/PDNBCLKXBCLKR/CLKSETFSRFSX

图2-5 TP3067的内部结构框图

(三) 系统性能测试

系统性能测试有三项指标，即动态范围、信噪比特性和频率特性。 1、动态范围

在满足一定信噪比(S/N)条件下，编译码系统所对应的音频信号的幅度范围定义为动态范围。通常规定音频信号的频率为800Hz(或1000Hz)。动态范围应大于CCITT(国际电报、电话咨询委员会)建议的框架(样板值)，如图2-6所示。 动态范围的测试框图如图2-7所示。

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(S/N)30(dB)2010-50-40-30-20-100音频发生器

图2-6 PCM编译码系统动态范围样板值

可变编码器衰减器(dBmo)

失真仪杂音计译码器示波器

图2-7 动态范围测试框图

在原理部分已经提到，PCM编译码器允许输入信号的最大幅度为4.36V。为了确保器件的安全使用，本实验在进行动态范围这一指标测试时，不再对输入信号的临界过载进行验证。取输入信号的最大幅度为5VP-P(注意：信号要由小至大调节)，测出此时的S/N值。

设临界过载幅度为Vmax，这是正弦输入信号编码不过载的最大幅度。当输入信号大于临界过载幅度之后，输出信号的S/N急剧下降。首先找出临界过载点，然后以10dB一个点衰减输入信号，将测试数据填入下表。

-10dB Vin(mv)p-p 5000 1500 S/N(dB) -20dB 500 -30dB 150 -40dB 50 -50dB 15 2、信噪比特性

在上一项测试中选择出最佳编码电平(S/N最高)，在此电平下测试不同频率下的信噪比值。频率选择在500Hz/1KHZ/2KHz/3KHz。

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信噪比特性的测试框图如图2-8所示。

音频发生器可变衰减器编码器失真仪译码器示波器

图2-8 信噪比特性测试框图

信噪比特性测试数据记录于下表。 信噪比特性(Vin=2VP-P)

f(Hz) S/N(dB) 3、频率特性

500 1000 2000 3000 选一合适的输入电平(Vin=2VP-P) ，改变输入信号的频率，在(TP8)逐频率点测出译码输出信号的电压值,频率特性测试数据记录于下表。

f(Hz) TP8（V） 500 1000 2000 3000 五、实验报告

1、整理实验记录，画出相应的曲线和波形。

2、PCM编译码系统由哪些部分构成？各部分的作用是什么？ 3、对PCM和△M系统的系统性能进行比较，总结它们各自的特点。 4、在实际的通信系统中收端(译码)部分的定时信号是怎样获取的？ 5、对改进实验有什么建议？

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实验三 增量调制（ΔM）编译码实验

一、实验目的

1、了解语音信号的ΔM编码过程； 2、验证ΔM的编译码原理；

3、

粗略了解ΔM编译码专用集成电路的基本工作原理、外部电路设计

原则和一般使用方法；

4、了解语音信号数字化技术的主要指标，学习指标的测试方法。

二、单片Δ 1、概述

随着中、大规模集成电路技术的进步，各种通信专用集成电路迅速发展。ΔM编译码器、开关电容滤波器以及用户接口电路的集成化，为全集成化ΔM数字电话终端设备提供了物质条件。目前，由三块中规模集成电路加少量外接元件设计的新型集成化ΔM数字电话终端机已投入批量生产。图3－1就是这种设备的一个话路的方框图。

发滤波器VoiceM编码系统组成和电路原理

编码器发信码用户接口收滤波器译码器收信码

图3－1 集成化ΔM数字电话框图

与通用的分立元件及小规模集成电路的编译码器相比，集成化系统在缩小体积、降低功耗等方面有明显的效益，对减少量化噪声、增大动态范围等指标起了良好的作用。 本实验用单片MC3418ΔM编译码器和UA741运放电容滤波器组成一个ΔM编译码实验系统。其功能只涉及图3－1中虚线以右的部分。 2、系统组成与电路原理

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系统组成的方框图如图3-2所示，它是由定时部分、△M编译码器及收、发运放电容滤波器组成的。电路原理图如图3-3所示。

发定时语发编信道音滤码信波器号器

收定时译码器收滤波器语音信号

图3-2 △M编译码系统框图

(一) 单片△M编译码器 1、MC3418简介

MC3418是MOTOLOLA公司生产的通信专用集成电路，它是数字检测音节压扩增量编译码器。图3-4给出了MC3418的原理框图。由原理框图可以看出，它是由模拟输入放大器、数字输入运算放大器、电压/电流转换运算放大器、极性开关、工作选择开关和数字检测(移位寄存器和逻辑电路)等部分构成的。

第15脚的工作电平可以控制该片工作于编码状态或译码状态：当第15脚接高电平(VCC/2)时，该片做编码器用；当第15脚接低电平(地)时，该片做译码器用。

当单片作为编码器使用时，15脚接高电平，这时工作开关使模拟运放与移位寄存器接通。模拟信号由1脚输入，本地译码信号由2脚输入，运算放大器对它们进行比较并将差值放大。运算放大器输出经电平转换给出数字信码。在14脚输入的时钟后沿时刻，运算放大器输出的结果进入移位寄存器。这一结果也同时接到9脚和极性开关，前者作为数字码输出，后者用来控制流入积分器的电流的极性，积分运算放大器与外接的RC网络构成积分器，受极性开关控制的电流在此积分后累加形成本地译码信号。四级移位寄存器和逻辑电路完成检测功能。当有四个连“1”或连“0”码出现时，从11脚输出一个负极性的一致脉冲，一致脉冲经外接音节滤波器平滑之后得到量阶控制电压，此电压反映了前一段时间内模拟输入信号的平均斜率。量阶控制电压加到第3脚。由内部V/I转换电路决定4脚的电压随3脚的电压变化。当4脚通过外接电阻连接到某一固定电位上，则流入4脚的电流就

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随3脚的控制电压变化，从而将控制电压的变化转换为控制电流的变化。V/I转换器的输出电流与4脚的输入电流相等。此电流经极性开关送到积分器，因此，积分量阶的大小就随着输入模拟信号的平均斜率而变化。这样就形成了数字检测音节的压扩过程。

15调制/解调选择14时钟16VCC电源+12模拟 运放-1+13-+24位移位寄存器8VEE电源-12VTH数字运放11逻辑9-10vcc/2Io4-+Iint脉冲控制电压34极性开关3+控制电流756 图3-4 MC3418编译码器原理框图

在作译码器应用时，第15脚通过一只10KΩ电阻接地，这时数字运算放大器与移位寄存器接通。信码由13脚输入与12脚的阀电平比较，然后经运算放大器整形后送到移位寄存器，经再定时的信码从9脚输出。其后的工作过程则与编码器一样，只是译码信号不再送回第2脚而是送往接收低通滤波器。 2、单积分电路

MC3418内部仅有积分运算放大器，为完成本地译码过程，需要外接一个网络。用户可以根据自己的需要用外接RC网络接成单积分、双积分、△－∑等电路。本实验给出一种单积分电路的实例。

积分器电路如图3-5所示。积分运算放大器的输入阻抗很高，从极性开关的量阶控制

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电流几乎全部进入电阻R和电容C。网络的阻抗传递函数可以写成： H(s)=(V(s))/(I(s))=-(1/((1/R)+SC)) 经整理后得到

-(V(s))/(I(s))=(I/C)/(S+1/(RC))=K/(S+WO ) (1) 其中K=1/C，WO=1/(RC)。

一般认为是300Hz。

当R＝10KΩ，C=0.1μf时，f0 ＝159Hz。 将式(1)写成时域形式

-I=V/R+C(dv)/dt （2）

MC3418+5674-CR 图3-5 单积分电路图

有关资料指出编码器约在+12dBm(f=1000Hz)处为临界过载，另外，输入信号的最大幅度为4.36V，这时流过积分器的最大电流为

Imax≈Icmax＝C(dv)/dt＝0.1×10 ×2π×1000×4.36 ≈2.7mA

另一方面，由编码器要求的最小量阶电压可求出当采样率fS =32KHz时，最小控制电流应为

Imin≈9.6μA

因此，积分电路对应的控制电流压缩比应达到258，相当于49dB。最大与最小控制电流分别由4脚外接电阻Rx和Rmin决定。

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-6

3、音节平滑滤波器

MC3418只具有数字检测功能，为实现压扩作用还需要一外接网络。用户可根据需要接成线性压扩、非线性压扩、复杂推迟压扩等各种形式。本实验只列举一种非线性音节平滑滤波器。

音节平滑滤波器是一个简单的RC滤波电路，电路形式如图3-6所示。集成片MC3418的数字检测器连码一致脉冲信号是由一个集电极开路的晶体管从11脚输出的。所以需要一个外接的集电极负载电阻。当晶体管导通时，电容器CS通过电阻RS充电；当晶体管截止时，电容器CS通过电阻RP放电。充电时间常数

τ＝CS(RS+RP)。

设G为一致脉冲在一个音节时间内占空比的统计值。设第3脚电位为VS，11脚电位为V0，当G值一定时，电路应维持充放电电荷相等。设充电时间为GT，放电时间为(1-G)T，因此有

((VS-V0)/RS)GT＝((VCC/2-VS)/(RS+RP)(1-G)T （3） 令D=RP/RS，则有

VS=((1+D)V0G+(VCC/2)(1-G)/(1+DG) （4）

VCC/211RPRS音节平滑滤波器CSV/I转换-+34RXRMC3418VCC

图3-6 音节平滑滤波器

其中，VO为晶体管饱和压降，约为0.12V。

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音节控制电压为电容CS两端的电压，设它为VCS，因此有 VCS=VCC/2-VS

即

VCS=VCC/2-((1-D)VOG+(VCC/2)(1-G))/(1+DG) （5） 由式(5)可以看出，当PP>>Rs，即D≈0时有

Vcs≈(Vcc/2-Vo)G （6） 这时控制电压与G 成线性关系。

将Vo=0.12V，(Vcc/2)＝6V代入上式，得

Vcs1≈5.98G （7） 当D＝0，控制电压V与G成非线性关系。设D=3，得

VCS2=(23.52G)/(1+3G) （8）

图3-7给出VCS1和VCS2与C的关系曲线，曲线VCS2的斜率大于曲线VCS1的斜率，这就意味着VCS2的压扩特性更接近于理想特性。

语音音节包络的变化范围约为5ms到20ms。取τ1＝5ms，τ2＝20ms，这时 τ2/τ1=4

∵ τ2/τ1=(CS(RS+RP))/(CSRS)=1+D ∴ D=3

选CS=0.33μF，则RS＝15.15KΩ，RP=15.15KΩ，取RS=15KΩ，RP=47KΩ得D≈3.13。 在临界过载时，G达到最小值。对正弦信号可得G＝0.436，这时控制电压Vcs的最大值约为(计算从略) Vmax≈4.48V

此值决定了限流电阻Rx≈1.5KΩ。

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VCS（V）64200.20.40.60.81.0G21线性关系

图3-7 V与G的关系曲线

(二) 定时电路

G2AG1ABCY0512KHZ256KHZ128KHZ64KHZ32KHZ

Y1

图3-9 定时部分时间关系图

MC3418编译码器所需的定时脉冲均由定时部分提供，为模拟一个实际的时分多路系统的工作状态，定时部分可给出2048KHz及8路32KHz的定时，定时部分的时间关系如图3-9所示。为确保收、发同步，本实验系统的编码和译码部分公用一个定时源，这是有别于实际情况的。

三、实验仪器

*杂音计 ND5 *失真度测试仪 BS1 双踪同步示波器 SR8 四、实验内容与步骤 (一)、 时钟部分

主振频率为4096KHz，经分频后得到2048KHz的定时，再经分频分相后得到8路32KHz的定时。用示波器在(TP1)点观察主振波形，用频率计测量其频率。在(TP2)、(TP3)、(TP4)

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观察并测量2048KHz和32KHz定时。 (二)、 发送滤波器

在(TP5)输入频率为1KHz、幅度为2Vp-p的音频信号。在(TP5)观察输入信号，在(TP6)观察输出信号，记下它们的幅度和波形。 (三)、 △M编码器

在(TP6)观察经发送滤波器限带后输入编码器的音频信号，在(TP7)观察本地译码信号。在(TP8)观察编码输出的数字信号(幅度约为10Vp-p)。以音频信号作为同步信号，观察信码的变化规律。对应正弦波过零处应有连“0”或联“1”码型出现；对应正弦波的波峰和波谷处应有“0”、“1”交替码型出现。 (四)、 △M译码器

用短线连接(TP8)—(TP9)，即将编码信号送入译码器。在(TP9)观察输入译码器的编码信号，在(TP10)观察译码器输出的模拟信号，画出波形。 (五)、 接收滤波器

在(TP10)观察滤波器的输入信号。在(TP11)观察滤波器输出的模拟信号。记下它们的波形和幅度。

(六)、 系统性能测试

系统性能有三项指标：动态范围、信噪比和频率特性。 1、动态范围

在满足一定信噪比(S/N)条件下，编译码系统所对应于800Hz(或1000Hz)音频信号的幅度范围定义为动态范围。动态范围应大于电子工业部1982年暂定的标准框架(样板值)。图3-10示意给出了这个样板。

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S/N(dB)242220输入电平18

-50-40-30-20-100

(dBmo)

图3-10 △M编译码系统动态范围样板图

动态范围的测试框图如图3-11所示。

在原理部分已经提到，△M编译码器允许输入信号的最大幅度为4.36V。为了确保器件的安全使用，本实验在进行动态范围这一指标测试时，不再对输入信号的临界过载进行验证。取输入信号的最大幅度为5Vp-p(注意：信号要由小至大调节)，测出此时的S/N值。然后以10dB间隔衰减输入信号，将测试数据填入下表。

Vin(mv)p-p S/N(dB) 音频发生器 5000 -10dB 1500 可变衰减器-20dB 500 -30dB 150 -40dB 50 -50dB 15 编码器失真仪杂音计译码器示波器

图3-11 动态范围测试框图

2、信噪比特性

在上一项测试中选择出最佳编码电平(S/N最高，推荐为2Vp-p)。在此电平下测试不同频率下的信噪比值。频率选择在500Hz/1KHz/2KHz/3KHz,将测试数据填入下表。

f(Hz) S/N（dB） 500 1000 第26页

2000 3000 信噪比特性的测试框图如图3-12所示。

音频发生器可变衰减器编码器失真仪

译码器示波器

图3-12 信噪比特性测试框图

3、频率特性

选一合适的输入电平(Vin=2VP-P)，改变输入信号的频率，频率范围从500Hz到3000Hz。在(TP11)用示波器测量译码输出信号的电压值,数据填入下表。

f(Hz) TP11（V） 500 1000 2000 3000 五、实验报告

1、整理实验记录，画出相应的曲线和波形。

2、集成化△M编译码系统由哪些部分构成？各部分的作用是什么？ 3、设想临界过载时本地译码信号和信码信号的形状。试画出它们的波形。 4、什么叫数字检测音节压扩的可变斜率？在本实验中是如何实现的？ 5、积分电路的设计原则是什么？ 6、对改进实验内容和电路有什么建议？

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实验四 移相键控(PSK)实验

一、实验目的

1、了解M序列的性能，掌握其实现方法及其作用；

2、了解2PSK系统的组成验证，其调制解调原理；

3、验证同步解调的又一方式—同相正交环(或称Costas环)的工作原理； 4、学习集成电路压控振荡器在系统中的应用； 5、学习2PSK系统主要性能指标的测试方法。 二、实验原理和电路说明 (一) 概述

数字通信系统的模型可以用图4-1表示，虚线框内的部分称为数字调制和解调部分，以完成数字基带信号到数字频带信号之间的变换。

信息源编 码器调制器信解调译码器收信者道器

噪声源

图4-1 数字通信系统模型

与模拟通信系统相比，数字调制和解调同样是通过某种方式，将基带信号的频谱由一个频率位置搬移到另一个频率位置上去。不同的是，数字调制的基带信号不是模拟信号而是数字信号。

在大多数情况下，数字调制是利用数字信号的离散值去键控载波。对载波的幅度、频率或相位进行键控，便可获得ASK、FSK、PSK等。这三种数字调制方式在抗干扰噪声能力和信号频谱利用率等方面，以相干PSK的性能最好，目前已在中、高速传输数据时得到广泛应用。

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近年来，在数字微波通信中进一步提高频谱利用率的课题已获得重要进展。除2PSK外，已派生出多种调制形式，如四相移相键控(QPSK)、八相移相键控(8PSK)、正交部分响应(QPRS)、十六状态正交电幅(16QAM)以及64QAM、256QAM等，这些都是高效率的调制手段。 为了模拟实际数字调制系统，本实验的调制和解调基本上由数字电路构成。数字电路具有变换速度快、解调测试方便等优点。为了实验过程中观察方便，实验系统的载波选为5MHz。 (二) 调制

2PSK系统的调制部分框图如图4-2所示，电路原理如图4-3所示，下面分几部分说明。 1、M序列发生器

实际的数字基带信号是随机的，为了实验和测试方便，一般都是用M序列发生器产生一个伪随机序列来充当数字基带信号源。按照本原多项式f(x)=X+X+1组成的五级线性移位寄存器，就可得到31位码长的M序列。码元定时与载波的关系可以是同步的，以便清晰观察码元变化时对应调制载波的相应变化；也可以是异步的，因为实际的系统都是异步的，码元速率约为1Mbt/s。 2、相对移相和绝对移相

移相键控分为绝对移相和相对移相两种。以未调载波的相位作为基准的相位调制叫作绝对移相。以二进制调相为例，取码元为“1”时，调制后载波与未调载波同相；取码元为“0”时，调制后载波与未调载波反相；“1”和“0”时调制后载波相位差1800。绝对移相的波形如图4-4所示。

在同步解调的PSK系统中，由于收端载波恢复存在相位含糊的问题，即恢复的载波可能与未调载波同相，也可能反相，以至使解调后的信码出现“0”、“1”

倒置，发送为“1”码，解调后得到“0”码；发送为“0”码，解调后得到“1”码。这是我们所不希望的，为了克服这种现象，人们提出了相对移相方式。

5

3

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M序列差分编码调相PSK发生器1MHZ10振荡异同步步分频2分频外载波放大器10MHZ

外 内晶振

图4-2 2PSK调制部分框图

相对移相的调制规律是：每一个码元的载波相位不是以固定的未调载波相位作基准的，而是以相邻的前一个码元的载波相位来确定其相位的取值。例如，当某一码元取“1”时，它的载波相位与前一码元的载波同相；码元取“0”时，它的载波相位与前一码元的载波反相。相对移相的波形如图4-5所示。

U(t)基带信号码元101100tUc(t)未调载波S(t)t绝对调相t

图4-4绝对移相的波形示意图

一般情况下，相对移相可通过对信码进行变换和绝对移相来实现。将信码经过差分编码变换成新的码组——相对码，再利用相对码对载波进行绝对移相，使输出的已调载波相位满足相对移相的相位关系。

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设绝对码为{ai}，相对码为{bi}，则二相编码的逻辑关系为： bi = ai–bi-1 (1) 差分编码的功能可由一个模二和电路和一级移位寄存器组成。

U(t)基带信号S(t)t相对调相码元101100t

图4-5 相对移相的波形示意图

调相电路可由模拟相乘器实现，也可由数字电路实现。实验中的调相电路是由数字选择器(74LS153)完成。当2脚和14脚同时为高电平时，7脚输出与3脚输入的0相载波相同；当2脚和14脚同时为低电平时，7脚输出与6脚输入的π相载波相同。这样就完成了差分信码对载波的相位调制。图4-6示出了一个数字序列的相对移相的过程。 对应于差分编码，在解调部分有——差分译码。差分译码的逻辑为： ci =bi +bi-1 (2)

将(1)式代入(2)式，得

Ci=ai-bi-1+bi-1

∵ bi-1-bi-1=0 ∴ Ci=ai+0=ai 这样，经差分译码后就恢复了原始的信码序列。

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U(t)00111001t绝对码U(t)00101110t相对码S(t)相对移相t

图4－6绝对码实现相对移相的过程

3、数字调相器的主要指标

在设计与调整一个数字调相器时，主要考虑的性能指标是调相误差和寄生调幅。 (1) 调相误差

由于电路不理想，往往引进附加的相移，使调相器输出信号的载波相位取值为0°及180°＋ΔΦ，我们把这个偏离的相角ΔΦ称为调相误差。调相器的调相误差相当于损失了有用信号的能量。

(2) 寄生调幅

理想的二相相位调制器，当数码取“0”或“1”时，其输出信号的幅度应保持不变，即只有相位调制而没有附加幅度调制。但由于调制器的特性不均匀及脉冲高低电平的影响，使得“0”码和“1”码的输出信号幅度不等。设“0”码和“1”码所对应的输出信号幅度分别为Uom或Uim，则寄生调幅为：

m=(Uom-Uim)/(Uom+Uim)×100% (3) (三) 解调

2PSK系统的解调部分框图如图4－7所示，原理电路如图4－8所示。 1、同相正交环

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绝大多数二相PSK信号采用对称的移相键控，因而在码元1、0等条件下都是抑制载波的，即在调制信号的频谱中不含载波频谱，这样就无法用窄带滤波器从调制信号中直接提取参考相位载波。对PSK而言，只要用某种非线性处理的方法去掉相位调制，就能产生与载波有一定关系的分量，恢复出同步解调所需要的参考相位载波，实现对抑制载波的跟踪。

从PSK信号中提取载波的常用方法是采用载波跟踪锁相环，如平方环、同相正交环、逆调制环和判决反馈环等。这几种锁相环的性能特点列于表4－1中。

Ud1鉴相器低通再生码Um2PSK入压控振荡器Ud 环路滤波器Ud 模拟相乘器差分译码Um1Ud2M序列鉴相器低通

图4－7 2PSK解调部分框图

本实验采用同相正交环，同相正交环又叫科斯塔斯（Cosatas）环。原理框图如图4－9所示。在这种环路里，误差信号是由两个鉴相器提供的。压控振荡器（VCO）给出两路相互正交的载波到鉴相器，输入的2PSK信号经鉴相后再由低通滤波器滤除载波频率以上的高频分量，得到基带信号Ud1、Ud2， 这时的基带信号包含着码元信号，无法对压控振荡器（VCO）进行控制。将Ud1和Ud2经过基带模拟器相乘，就可以去掉码元信息，得到反应VCO输出信号与输入载波间相位差的控制电压。

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Ud1基带信号鉴相器低通Um2PSK入压控振荡器Ud 环路滤波器Ud 模拟相乘器Um1Ud2鉴相器低通

图4－9 同相正交环原理框图

表4－1 几种锁相环的性能特点

锁相环 特性 环路工作频率 等效鉴相特性 解调能力 电路复杂程度 平方环 f=2f0 正弦 无 同相正交环 f=f0 正弦 有 逆调制环 f=f0 近似距形 有 需用二次调制器 判决反馈环 f=f0 近似距形 有 需用基带模拟调制器 鉴相器工作需用基带模拟相频率高 乘器 2、集成电路压控振荡器（IC－VCO）

压控振荡器（VCO）是锁相环的关键部件，它的频率调节和压控灵敏度决定于锁相环的跟踪性能。

实验电路采用一种集成电路的压控振荡器74S124。集成片配以简单的外部元件并加以适当调整，即可得到令人满意的结果。如图4－10所示。

集成片的每一个振荡器都有两个电压控制端，Vr用于控制频率范围（14脚），Vf用于控制频率范围调节（1脚）。外接电容器Cext用于选择振荡器的中心频率。当Vr和Vf取值适当，振荡器工作正常时，振荡器频率f0与Cext的关系近似为：

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f0=5×10/Cext （4）

－4

f0与Cext的关系曲线如图4－11所示。

+5VVrCext161514131211109输出74S12412345678

Vf

图4-10 IC-VCO使用实例

当固定Cext时，Vr与Vf有确定的函数关系。以Vr=Vf=2V时的输出频率f0为归一化频率单位，由实验数据可画出以Vr为参变量时归一化频率fn与Vr的变化曲线如图4－12所示。

f0(HZ)100M10M1M100k10kCext1k110010000(PF)Vr=Vf=2V

图4-11 频率f0与CEXT的关系曲线

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fnVr=3VVr=2V1.00.90.8Vr=4.5V0.70.60.5

1.1Vf01

23456(V)

图4-12 fn随Vf的变化曲线

由图4－12的曲线可以看出，随Vr的增大，VCO的压控灵敏度和线性范围都在增大。选取适当的Vr值和Cext值，将误差电压经线性变换后充当控制电压Vf，这样就可实现由误差电压控制VCO。当f0=10MHz时，一组典型的实验数据为Cext=27.5pf，Vr=3.76V，这时Vf在2.8V左右移动。

3、传输畸变和眼图

数字信号经过非理想的传输系统必定产生畸变，为了衡量这种畸变的严重程度，一般都采用观察眼图的方式。眼图是示波器重复扫描所显示的波形，示波器的输入信号是解调后经低通滤波器恢复的未经再生的基带信号，同步信号是位定时。这种波形示意图如图4－13所示。

衡量眼图的几个重要参数有：

（1） 眼图开启度（U-2ΔU）/U (U = U+ + U-)

指在最佳抽样点处眼图幅度的“张开”程度。无畸变眼图的开启度为100%。 （2）“眼皮”厚度2ΔU/U

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指在最佳抽样点处眼图幅度的闭合部分与最大幅度之比，无畸变眼图的“眼皮”后度为0。

（3）交叉点发散度ΔT/TS

指眼图波形过零点交叉线的发散程度。无畸变眼图的交叉发散度为0。 （4）正、负极性不对称度|（U+ - U-）|/|（U+ + U-）|

指在最佳抽样点处眼图正、负幅度不对称的程度。无畸变眼图的极性不对称度为0。 如果传输信道不理想，产生传输畸变，就会很敏感地由眼图的这几个参数反映出来。其后果可以看成有效信号的能量损失。可以推导出，等效信号信噪比的损失量ΔEb/No与眼图开启度（U-2ΔU）/U有如下关系：

ΔEb/No=20log[（U-2ΔU）/U] (dB) (5)

同样，交叉点发散度对信噪比损失的影响也可以等效为眼图开启度对信噪比损失的影响，这里不再详述。

最佳取样时刻T（最佳抽样点）UU+U-零点位置的失真噪声容限Ts对定时误差的灵敏度抽样失真

图4-13 眼图

三、实验仪器

*高频信号发生器（可视设备条件选做） XG21 双踪同步示波器 SR8

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四、实验内容与步骤

1、M序列发生器

以（TP1）为同步信号，观察并记录（TP2）的波形。验证M序列的主要性质。 2、差分编码

以（TP1）为同步信号，观察并记录（TP3）的波形。将（TP2）与（TP3）的波形进行比较，验证差分编码的规律。

3、数字调相电路

将K1插至“同步”（即插在左边），以（TP3）为同步信号，观察并记录（TP5）的载波波形；观察并记录（TP6）的数字调相波形。

以载波信号（TP5）输入双踪同步示波器YB，用YA观察（TP6）的2PSK信号，利用双踪同步示波器屏幕上的刻度， 测量π相位对于0相位的相位差Δ

4、 同步带和捕捉带

同步带和捕捉带是锁相环性能优劣的标志。我们可用发信码与收信码的比 较来判断锁相环是否锁定。

用双踪同步示波器YA观察收信码（TP13），YB观察发信码（TP2），并以YA作同步。 用高频信号发生器从电缆插座“EXT-IN”输入外载波。将K1插至“异步”（即插在右边）K2插至“外载波”（即插在上边）数字频率计接在（TP4），高频信号发生器的输出幅度保持在1.5VP-P,由低往高缓缓调节频率。当双踪同步示波器上出现收信码与发信码同步，并且波形一致时，这时就是无误码情况，锁相环捕捉到外载波并锁定，此点频率记作f2。继续向高调节频率，直到双踪同步示波器上的收信码与发信码不同步时，此时锁相环已不能同步跟踪外载波而失锁，该点频率记作f4。将外载波频率由此点往低调节，调到再次捕捉到收信码与发信码同步一致时，锁相环再次捕捉到外载波并锁定，此点频率记作f3。继续向低调节频率直到收信码与发信码再次失步，此点频率记作f1。为提高测量精度，上述过程可反复进行几次。

图4－14是根据环路电压Ud与频率的关系画出的同步带和捕捉带示意图。图中 f1、f2、f3、f4与实验中测得的f1、f2、f3、f4一一对应。这样，

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Ф

。

同步带 Δf1=f4-f1 捕捉带 Δf2=f3-f2 5、眼图

以码元定时（TP12）作为同步信号，观察解调后的基带信号（TP7）。利用双踪同步示波器的刻度测量眼图的几个指标：

(1) 眼图开启度（U－2ΔU）/U 其中U＝U+ ＋ U- (2) “眼皮”厚度2ΔU/U (3) 交叉点发散度ΔT/TS

(4) 正、负极性不对称度 |（U+ - U-）|/|（U+ + U-）|

f2Udf4ff2f1f3f1

图4－14 同步带和捕捉带示意图

五、实验报告

1、整理实验中的记录，画出相应的曲线和波形。

2、2PSK系统由哪些部分构成？各部分的作用是什么？

f

3、设给定一码组100110011100，画出对这一码组进行2PSK的调制和解调的波形图。 4、为什么利用眼图可大致估计系统性能的优劣？ 5、简述同相正交环工作原理。

6、对改进实验内容和电路有什么建议？

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一、实验目的

实验五 HDB3码型变换实验

1、了解二进制单极性码变换为HDB3码的编码规则，掌握它的工作原理和实现方法。 2、通过调测电路，熟悉并掌握调测电路的一般规律与方法，学会分析电路工作原理，画出关键部位的工作波形，并以此指导实验调测工作。

3、了解关于分层数字接口脉冲的国际规定，掌握严格按技术指标研制电路的实验方法。

二、基本原理

在数字通信系统中，有时不经过数字基带信号与信道信号之间的变换，只由终端设备进行信息与数字基带信号之间的变换，然后直接传输数字基带信号。数字基带信号的形式有许多种，在基带传输中经常采用AMI码（符号交替反转码）和HDB3码（三阶高密度双极性码）。

1、 传输码型

在数字复用设备中，内部电路多为一端接地，输出的信码一般是单极性不归零信码。当这种码在电缆上长距离传输时，为了防止引进干扰信号，电缆的两根线都不能接地（即对地是平衡的），这里就要选用一种适合线路上传输的码型，通常有以下几点考虑： (1) 在选用的码型的频谱中应该没有直流分量，低频分量也应尽量少。这是因为终端机输出电路或再生中继器都是经过变压器与电缆相连接的，而变压器是不能通过直流分量和低频分量的。

(2) 传输型的频谱中高频分量要尽量少。这是因为电缆中信号线之间的串话在高频部分更为严重，当码型频谱中高频分量较大时，就限制了信码的传输距离或传输质量。 (3) 码型应便于再生定时电路从码流中恢复位定时。若信号连“0”较长，则等效于一段时间没有收脉冲，恢复位定时就困难，所以应该使变换后的码型中连“0”较少。 (4) 设备简单，码型变换容易实现。

(5) 选用的码型应使误码率较低。双极性基带信号波形的误码率比单极性信号低。 根据这些原则，在传输线路上通常采用AMI码和HDB3码。 2、AMI码

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我们用“0”和“1”代表传号和空号。AMI码的编码规则是“0”码不变，“1”码则交替地转换为＋1和－1。当码序列是100100011101时，AMI码就变为：＋100－1000＋1－1＋10－1。这种码型交替出现正、负极脉冲，所以没直流分量，低频分量也很少，它的频谱如图5－1所示，AMI码的能量集中于f0/2处(f0为码速率)。

pf0f0/2

图5－1 AMI码的频谱示意图

f03f0/22f0

非归零码1.0HDB3归一化功率谱AMI0.50.5

fT1.0

图5－2 HDB3码的频谱示意图

这种码的反变换也很容易，在再生信码时，只要将信号整流，即可将“-1”翻转为“＋1”，恢复成单极性码。这种码未能解决信码中经常出现的长连“0”的问题。 3、HDB3码及变换规则

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这是一种4连0取代码，当没有4个以上连“0”码时，按AMI规则编码，当出现4个连“0”码时，以码型取代节“000V”或“B00V”代替四连“0”码。

选用取代节的原则是：用B脉冲来保证任意两个相连取代节的V脉冲间“1”的个数为奇数。当相邻V脉冲间“1”码数为奇数时，则用“000V”取代，为偶数个时就用“B00V”取代。在V脉冲后面的“1”码和B码都依V脉冲的极性而正负交替改变。为了讨论方便，我们不管“0”码，而把相邻的信码“1”和取代节中的B码用B1B2 ......Bn表示，Bn后面为V，选取“000V”或“B00V”来满足Bn的n为奇数。当信码中的“1”码依次出现的序列为VB1B2B3...BnVB1时，HDB3码为＋－＋－...――＋或为－＋－＋...＋＋―。由此看出，V脉冲是可以辩认的，这是因为Bn和其后出现的V有相同的极性，破坏了相邻码交替变号原则，我们称V脉冲为破坏点，必要时加取代节BOOV，保证n永远为奇数，使相邻两个V码的极性作交替变化。由此可见，在HDB3码中。相邻两个V码之间或是其余的“1”码之间都符合交替变号原则，而取代码在整修码流中不符合交替变号原则。经过这样的变换，既消除了直流成分，又避免了长连“0”时位定时不易恢复的情况，同时也提供了取代信息。图5－2给出了HDB3码的频谱，此码符合前述的对频谱的要求。

由于HDB3码的这些优点能较好地满足传输码型的各项要求，所以常被用于远端接口电路中。在ΔM编码、PCM编码和ADPCM编码等终端机中或多种复接设备中，都需要HDB3码型变换电路与之相配合。

信码入 四连“0”检测 取代节选择 电路 非归零码 及补“1”电路 HDB3 OUT 单—双极性

破坏点形成电路 变换电路 图5－3 编码部分的原理方框图

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HDB3IN单一双极性变换电路判决电路破坏点检测电路去除取代电路位定时恢复电路位定时

图5－4 解码部分的原理方框图

4、编码部分

编码电路接收终端机来的单极性归零信码，并把这种变换成为HDB3码送往传输信道。编码部分的原理框图如图5－3所示，各部分功能如下所述：

单极性信码进入本电路,首先检测有无四连“0”码。没有四连“0”时，信码不改变地通过本电路；有四连“0”时，在第四个“0”码出现时，将一个“1”码放入信号中，取代第四个“0”码，补入“1”码称为V码。 (1) 破坏点形成电路

将补放的“1”码变成破坏点。方法是在取代节内第二位处再插入一个“1”码，使单一双极性变换电路多翻转一次，后续的V码就会与前面相邻的“1”码极性相同，破坏了交替反转的规律，形成了“破坏点”。

(2) 取代节选择及补B码电路

电路计算两个V码之间的“1”码个数，若为奇数，则用000V取代节；若为偶数，则将000V中的第一个“0”改为“1”，即此时用“BOOV”取代节。 (3) 单—双极性变换电路

电路中的除2电路对加B码、插入码、V码的码序计数，它的输出控制加入了取代节的信号码流,使其按交替翻转规律分成两路，再由变压器将此两路合成双极性信号。本级还形成符合CCITT G703要求的输出波形。

信码输出为什么要经过定时选通？这个问题请读者自己分析。 5、解码部分

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解码电路完成恢复位定时再生码的功能，原理框图如图5－4所示，各部分功能如下： (1) 双—单极性变换电路

传输线来的HDB3码加入本电路，输入端与外线路匹配，经变压器将双极性脉冲分成两路单极性的脉冲。 (2) 判决电路

本电路选用合适的判决电平以去除信码经信道传输之后引入的干扰信号。信码经判决电路之后成为半占空（请思考为什么要形成半占空码？）的两路信号，相加后成为一路单极性归“0”信码，送到定时恢复电路和信码再生电路。 (3) 破坏点检测电路

本电路输入B＋和B－两个脉冲序列。由HDB3编码规则已知在破坏点处会出现相同极性的脉冲，就是说这时B＋和B－不是依次而是连续出现的，所以可以由此测出破坏点。本电路在V脉冲出现的时刻有输出脉冲。 (4) 去除取代节电路

在V码出现的时刻将信码流中的V码及它前面的第三位码置为“0”，去掉取代节之后，再将信号整形即可恢复原来信码。破坏点检测与去除取代节电路一起完成信码再生功能。 (5) 定时恢复电路

由随机序列的功率谱可知，此功率谱中包含连续谱和离散谱。若信号为双极性并且两极性波形等概率出现时p=1-p，G1(f)=-G2(f)，则在ps(ω)的表达式中后两项为0，没有离散谱存在，这对于位定时恢复是不利的。所以将信码先整流成为单极性码，再送入位定时恢复电路，用滤波法由信码提取位定时，这里给出的电路是用线性放大器做成选频放大器来选取定时频率分量。经整流恢复出的位定时信号用于信码再生电路，使两者同步。

三、实验仪器

双踪示波器 SR8 * 频谱分析仪

* 伪随机码发生器及误码仪 四、实验内容与步骤

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调试编码电路使其按AMI编码及HDB3编码正常工作。调试位定时提取电路及信码再生电路，各部分的输出信号应达到技术指标的要求，同时做到编、解码无误。对AMI码及HDB3码的频谱进行分析比较。（*）利用伪码发生器及误码仪，研究经HDB3编、解码后的误码性能及影响因素。（*）

这里提供一个实际使用的HDB3编、解码电路，分别示于图5－6、图5－7。实验者要根据基本原理，分析说明电路工作原理与各部分功能。

为了调测电路方便，我们提供了一个时钟源和标准信号源电路（见图5-5）图5-5所示的时钟源与1000码电路已经学过，D1－D2及有关的门电路可产生32位PN码。实验者可自己分析工作原理，画出波形。 1、 调测电路

(1)、加入“全1”码，调测电路，使其按AMI编、解码正常工作，输出波形也满足要求；加入1000码，再重复上述步骤

(2)、加入“全0”码，调测电路，使其按HDB3编、解码正常工作，输出满足要求；再加入32位PN码，重复上述步骤。注意观察关键部位的波形，如图5－6编码电路中TP1－TP12各点，图5－7解码电路中各点的波形，并作详细记录。

*(3)、将伪随机码发生器产生的2－1伪随机码加入编码电路，经过编、译码之后的输出加到误码仪上进行测试，应达到编、译码无误，调节谐振电路电感量，观察对信码再生的影响。

*（4）、用频谱分析仪研究比较AMI码和HDB3码的频谱。 3、技术指标 (1) 、编码部分

完成二进制单极性码到HDB3码的变换，输入信号是码速率为2048kbit/s的非归零码。定时2048KHz，与信码同相。输出为HDB3码，其输出波形、负载等应基本符合国际电报电话咨询委员会（CCITT）的G703建议中有关2048kbit/s输出接口波形的要求。

这里我们对CCITT的G703建议略加说明，CCITT对于通讯系统、网络、传输等都有详细、严格的规定，分别以各项建议的形式给出。研制设备、网络等应符合相应的各项建议

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中的技术指标要求。本实验中用到的G703建议是对分层的数字接口物理和电气性能要求。下面给出G703中对2048kbit/s的输出口的部分要求：

测试负载阻抗 75Ω， 电阻性 信号峰值电压 2.37V 空号峰值电压 0±0.237V 脉冲中点处正负脉冲幅度值比 0.9-1.05 标称半幅度处脉冲宽度比 0.95－1.05 脉冲形状标称为矩形，波形上、下冲不超过20％ (2) 解码部分

完成位定时恢复与信码再生两种功能。输入为双极性、归零的HDB3码，输出位定时信号为2048KHz，占空比优于1:1.1。输出信码为2048kbit/s全占空单极性二进制码，与位定时同相。定时、信码的幅度为3.6±0.4V。 五、实验报告

实验报告，内容应包括以下各点： 1、技术指标及要求。

2、电路工作原理分析，对关键器件的作用要加以说明，说明调测与实验步骤。 3、根据实验结果画出输入为全“0”码、全“1”码、1000码和32位PN码电路上所注各点的波形图（必须画出的测试点如下：时钟部分TPA、TPB；编码部分TP12；解码部分TP20、TP21、TP23。其余各测试点的波形虽不作要求,但对分析电路的基本原理有帮助，故在实验台上留有测试点，希望也能画出 ）。

*4、根据实验结果画出AMI码和HDB3码的频谱，并做出比较。

5、编码输出组件输出什么极性脉冲？若为相反极性的是否可以？比较两者的优缺点。 6、当传输型为“1000”，全“0”和32位PN码时，输出端的波形是否相同？若传输距离长，信号衰减较大时输出情况如何？哪种码型定时抖动最小？哪种最大？为什么？ 7、用滤波法由信码中提取位定时信息，对于HDB3码要作哪些变换？电路中如何实现这些变换？

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8、谐振回路中L、C的取值范围如何考虑？电路的Q值应取多少？根据什么原则决定这些值？

（* 表示此项可视设备条件选做）

备注:本电路在出厂之前已调试好，故不在需要调试，如要练习，可用无感螺丝刀按实验内容调节B3。

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一、 实验目的

实验六 FSK电力线载波通信实验

1、 了解单片机在通信中的应用。

2、 了解大规模集成电路的电路组成及工作原理。 3、 理解FSK的工作原理。

二、实验原理及电路说明

1、概述

电力线路本身是用来传输电能的，因而在现代社会里它随处可见，是一笔巨大的资源及财富。利用电力线路来传输通信信号，不需额外布线，降低了布线及施工成本，因而在某些应用上具有潜在的价值，如在家庭自动化系统、远程抄表系统等应用场合。

由于电力线上的干扰及噪声相当大，线路阻抗很不稳定，信号传输损耗大，要利用电力线实现有效和可行的通信有相当的难度。为此，国外某些厂商开发了一些专用的电力线载波MODEM芯片，其采用的调制方式既有以FSK方式为主的窄带调制方式，也有以扩展频谱技术为基础的宽带调制方式。ST7536就是意法半导体公司（SGS－THOMSON）开发的一种以FSK方式工作的专用于电力线载波通信的MODEM芯片。

2、实验原理及电路说明 1、 ST7536工作原理 芯片主要特点：

●半双工同步FSK MODEM

□ 600bps速率，二个可编程信道 □ 1200bps速率；二个可编程信道 ? 自动调谐接收和发信滤波器 ? 发信频率同步于外接晶振 ? 发信信号电平自动控制 ? 接收灵敏度： 2mVRMS(600bps)

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3mVRMS(1200bps)

? 接收时钟恢复电路

? POWER－DOWN（低功耗）模式 芯片简要描述：

TEST4RX/TXATOALCITXFITEST34RXD524CLR/T623RXDEM722DGND821DVVD920TEST110ST7536TEST21112TXD1314XTAL1XTAL2CHS1516BRSAFCF1718DVSS19IFODEMIAVSSAGNDAVDDRAI3RESET2128272625RXFO

ST7536是设计用于电力线载波通信的半双工同步FSK调制解调器（MODEM），它工作于±5V双电源下，并需要外接网络实现与电力线的耦合。它提供了二个可编程数据速率，每个数据速率均可提供二个信道。 管脚说明： 管脚名称 Rx/Tx RESET TEST4 TEST3 RxD

管脚号码 1 2 3 4 5 功 能 描 述 接收或发送模式选择输入端 逻辑复位和低功耗模式选择端，低电平有效。 测试输入选择端。高电平时选择发信滤器的输入为TxF1端 测试输入端，当TEST1为高电平时，选择本脚为时钟恢复电路的输入端 同步接收数据输出端 第49页

本文来源：https://www.bwwdw.com/article/dupp.html