基于DSP的软件无线电接收机研究和实现

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武汉理工大学 硕士学位论文
基于DSP的软件无线电接收机研究和实 姓名:甘泉 申请学位级别:硕士 专业:通信与信息系统 指导教师:陈永泰 20050601
武汉理工大学硕士学位论文
中文摘要
以现代通信理论为基础,以数字信号处理为核心,以微电子技术为支撑的 软件无线电(Software
Defined
Radio)自从1
年由
提出以来,,在最
近几年取得了引人注目的进展,引起了包括.9军92事通信J,eo个M人ito移la动通信,微电子 以及计算机等电子领域的巨大关注和广泛兴趣.人们普遍认为软件无线电将使 无线通信,甚至整个无线电领域产生重大变革,并由此推动电子信息技术的快 速发展,最终在全世界范围内形成巨大的软件无线电产业市场,产生巨大的经 济效益,推动社会和技术的进步. 软件无线电突破了传统的无线电台以功能单一,可扩展性差的硬件为核心 的设计局限性,强调以开发性的最简单硬件为通用平台,尽可能地用可升级, 可重配置的应用软件来实现各种无线电功能的设计新思路.用户在同一硬件平 台上可以通过配置不同的应用软件来满足不同时期,不同使用环境的不同功能 需求:投资商则可以在通用的可扩展的硬件平台上,通过开发新的应用软件来 满足用户或市场的新要求,适应不断发展的技术进步. 软件无线电这一概念在个人移动通信上已经得到了应用.国际电信联盟 (rru)所制定的IMT-2000系统标准,其主要目标是建立一个可以全球漫游, 跨系统,跨网络的无缝隙的第三代移动通信标准.而软件无线电技术将传统的 模拟和数字无线电平台转换成更具弹性的软件无线电平台,以支持多样化的通 信标准.本论文以软件无线电的概念,去实现适用于目前移动通信标准的中频 数字化硬件平台. 本文结构如下:第1章为概述,介绍了软件无线电的基本概念,以及研究的 动机,意义和目标:第2章为软件无线电接收机的理论基础,主要介绍软件无 线电接收机所需的一些基础理论,包括信号采样定理,多速率信号处理基本理 论等,其中采样理论是本设计的核心理论基础:第3章为软件无线电接收机的 数学模型和信号解调模型;第4章介绍了软件无线电接收机的硬件实现,包括 射频前端电路,A/D,数字下变频器以及数字信号处理器等;第5章为总结,给 出了整个论文的结论. 关键词:数字信号处理,接收机,软件无线电,数字下变频器
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Abstr
act
SDR(software
in
defined
radio)has
on
got quiet great evolution since Jeo
Mitola raised it
COre
1992,which is based
signal
the the

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ory of
modern communication,with the
of
digjtal
has
processing,and supported by the technique of micro—electronic.SDR in recent mobile years,and has caught the sight of military
been
improved
communication,personal
and other electronic
communication(PMC),micro—electronic,computers, thou曲t
to
fields.SDR is generally
even
greatly
change
the radio
communication,and
development of the SDR
the whole radio field.And SDR will promote the quick
can
electronic information technique,and finally it
US
form
a
great
market around the world.SDR will bring
great economic benefits,and
improve the society and the related techniques. SDR broke the expansibility hardware
as
limited design that the traditional radio has singld function with badly emphasis
that it regards the simplest
to
hardware,and general
developable
platform.It
adopts the new thinking way
implement various
can
radio functions by different
upgradeable and re—configurable
er
fulfill the
requirements
of different time and different conditions with different applied
software;but by the same hardware
platform.Investors
can
meet the new demands of
buyers and the market,and suit the developing techniques,by designing new applied software. The concept of SDR has been system drawn up by ITU is applied in
to
PMC,The main object of the IMT-2000
a.4
establish
seamless
third
generation
mobile
communication standard with the function of global roaming
across
any systems and
any
networks.Software defined radio technique migrates the traditional analog and
digital radio
platforms
to
flexible software radio
platforms that
a
can
support multiple
communication standards.In this thesis,l design
receiver that
on
hardware platform with IF digital
suited foT the standard of
current
communication system,which based
the concept of software defined radio.
II
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ne
frame of the thesis is: 1 is
Chapter
summarization.It introduces the basic concept of SDR and the
motivation,significance,and target of the research.
Chapter 2 is the basic theory of SDR receiver.It presents the related fundamental the signal sampling theory of the SDR receiver,including with multiple speed,etc,And the Chapter 3 introduces the SDR receiver. the front Chapter 4 introduces the hardware implement of the SDR receiver,including
theorem,signal
processing
signal
sampling theory is the basic theory for SDR-
ma
thematic model and the signal demodulation model of
circuit,A/D,digital down converter,and the digital signal processor,etc·
Chapter 5 pr

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esents the conclusion of the thesis.
Keywords:Digital signal processing,Receiver,Software defined radio
Digital down converter
111
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第1章绪论
1.1研究动机Ⅲ～嘲'叭…九63
由于全球电信自由化,使得无线通信产业蓬勃发展,各大通信设备及相关零 组件厂商也大力拓展市场.无线通信市场的需求更是惊人,根据国际电信联盟 (rru)的预估,以后全球无线通信的用户将过10亿.普及率更胜现今有线电话的 密度.这是因为无线通信产品的可移动性可以让人随时随地的使用,增加了相 当的便利性. 以现代通信理论为基础,以数字信号处理为核心,以微电子技术为支撑的 软件无线电(Software Defined Radio)自从1992年由Jeo Mitola提出以来,在最 近几年取得了引入注目的进展,引起了包括军事通信,个人移动通信,微电子 以及计算机等电子领域的巨大关注和广泛兴趣.人们普遍认为软件无线电将使 无线通信,甚至整个无线电领域产生重大变革,并由此推动电子信息技术的快 速发展,最终在全世界范围内形成巨大的软件无线电产业市场,产生巨大的经 济效益,推动社会和技术的进步. 软件无线电突破了传统的无线通信平台以功能单一,可扩展性差的硬件为 核心的设计局限性,强调以开发性的最简单硬件为通用平台,尽可能地用可升 级,可重配置的应用软件来实现各种无线电功能的设计新思路.用户在同一硬 件平台上可以通过配置不同的应用软件来满足不同时期,不同使用环境的不同 功能需求;投资商则可以在通用的可扩展的硬件平台上,通过开发新的应用软 件来满足用户或市场的新要求,适应不断发展的技术进步. 作为无线通信中最重要的组成部分,个人移动通信,存在系统标准及通信协 议的差异,如何整合现有移动通信标准就成为重要课题.国际电信联盟(rrU) 所制定的第三代移动通信系统IMT2000,其主要目标是期望建立一个可供全球 漫游,跨系统,跨网络无缝隙的通信标准,并提供与现有第二二代(2G)移动通 信系统相容的需求,因此第三点(3G)移动通信系统的设备需具有相容性 (Compatibility),使用弹性(FIexibility),可重构性(Reconfigurability)和可升 级性(Upgradability)的多功能需求.而发展软件无线电系统就是解决方法之一, 此系统具有整合多模式,多频段通信标准的能力.软件无线电目的已经是业界
武汉理工大学硕士学位论文 研究发展的重点,也是我国电信研究重点之一.世
界大厂,如Ericssion,Nokia,
Lucent,Motorola,Harris,Analog Device等均已表示积极从事软件无线电相关
系统及关键器件的研究.1996年10月,软件无线电技术被正式列入国家863高 技术计划通信主题的研究项目.目前软件无线电在我国取得了长

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足的进展,我 国的TD-SCDMA技术上也大量采用了软件无线电技术,哈尔滨工业大学等院校 和科研机构也在积极的从事软件无线电研究.此外欧,美,日先进国家也举办 过专门的软件无线电会议,如欧洲的"Software
Radio
workshop"和日本的
"Software Radio and MMITs Forum",IEEE也有许多专刊论文,如IEEE Personal
Communication,IEEE Journal
on
Selected
Areas
in
Communication,IEEE
communication.由此可见软件无线技术已经在业界受到相当的重视.
1.2研究软件无线电技术的目的和意义
以目前嵌入式计算能力的水平来说,用软件定义性能,基于数字信号处理器 的调制解调器的想法己经成为现实,软件无线电(sDRl通过运行在通用硬件上的 软件来定义大量的功能,不用修改硬件就可以增强系统功能,与个人微机一样, SDR可使用户在通用硬件平台之上,以适合具体应用的软件来满足通信需求.
理想的软件无线电是一种以软件的形式定义各层协议f包括物理层),具有动
态容量的多频段多功能电台.能够兼容现在甚至将来的不同通信标准,不仅可 以实现区域和全球漫游,而且大大降低新系统的开发时间和费用.
1.2.1研究软件无线电技术在军事上的意义.卜哺
在军事领域,随着技术的进步,战争手段不断变化,在未来的数字化战场上 更加需要广泛的系统互操作性,因此互操作性和无缝通信是军方的一项基本需 求.因此,长期以来各国都在探索一种能够使不同本兵种,不同频率范围,不 同工作方式的电台实现互联,互通的无线电通信体制.靠传统的无线电体制根 本无法达到这一目的.1992年5月,MILTRE公司的JoeMitola首次明确地提出 了软件无线电的概念,为这一问题的解决提供了一个方向.只有采用软件无线 电实现的军用电台的业务种类,工作速率,调制方式,接口类型,工作领率, 加密方式等可实时变化.而且软件无线电各方面有详尽的规范定义,并使用了 被广泛采用的民用标准,标准化,模块化程度高,符合即插即用要求,而且兼
武汉理工大学硕士学位论文 容大多数现役电台,能满足各军种需求,是未来军队普遍装备的通信设备,因 而市场需求较大,能够规模生产, 美国军方的Speakeasy电台,就是这方面的典型代表,目前该项目已经完成 了第一阶段的研究工作,正在进行第二阶段的研究工作.Speakeasy电台试图通
过全数字,软件可编程,基带信号处理,多频段,小功率射频发信机,大功率 放大器和天线分系统来实现各种功能.该电台的硬件和软件均采用模块化,开 放式的结构形式.
1.2.2研究软件无线电技术在民用土的意义Ⅲ_嘲~D∞
软件无线电在民用,商业等方面的应用也取得了很大的发展.例如在己研制 成

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功的220MHz地震遥测系统,采用16QAM的调制方式,信道带宽为20kHz(数 据速率达60kb/s 1.利用此系统的灵活性,能使其中的任何一台无线电设备即可 成为标准设备又可成为射频中继器.这样,如果有的设备所处的位置不好,就 可用别的设备进行射频中继,把数据以实时方式转发回基地台.因此,利用这 种设备不必专门设计中继设备,不但降低了成本,还提高了系统的灵活性. 在移动通信方面,无论是第二代还是第三代移动通信,都有多种接口标准, 给全球通信造成了一定的困难.将软件无线电技术应用于移动通信时,它的多 模式性,可重配置,自适应性三个优点有望得到发挥.多模式性表示一个单一 的无线设备可以对应多个系统和多种介质,如果将它应用于终端,基站或中继 站中,就有可能出现各种各样的新业务.软件无线电技术用在终端上,用户就 可以超越系统和介质享受多种业务;用在基站,一个基站就可以包容各类系统 的用户:用在中继站,就可以跨接不同的系统.可重配置是系统可以根据具体 应用环境进行软件升级或更换.而且,由于只需要软件的开发以及软件的加载 就能做到,所以,可望大幅度地缩减开发经费和开发周期.比如,从比较长远 的观点考虑对蜂窝基站设备的投资和维护管理经费时,它的优点就远远地超过 了功能不能变更的基站.自适应性是指自适应地改变传输方式的功能.根据用 户或应用要求的业务质量(OoS),传输路径的条件以及通过量等情况,在硬件资 源允许的范围内,通过对频率,天线的方向性,比特速率,调制方式,纠锗编 码率等参数,有时是无线方式本身动态地进行切换,就能实现最佳的无线方式. 软件无线电在移动通信领域所具有的这三个突出优点是以往传统专用设备所可 望而不可及的.
武汉理工大学硕士学位论文 综上所述,在软件无线电系统,技术及其应用的研究方面,人们只是完成了 第一步,前面还有许多的坎坷.但是,随着现代微电子技术及计算机软硬件技 术的飞速发展,在21世纪,这些问题都将得到圆满解决.
1.3本文所作的工作
1,通过对软件无线电接收机的基本结构的了解,及其实现的技术方法,来
确定本研究所采用的软件无线电接收机的结构.本论文基于传统的超外差结构,
采用宽带中频带通抽样结构.第一次混频采用模拟混频器将RF信号下混频到中
频然后进行高速数字采样后用数字信号处理技术对信号进行处理. 2,制定中频数字接收电台数字信号处理平台方案.软件无线电要求具有开 放式结构,由所下载软件确定电台功能.数字信号处理平台是软件无线电接收 机的基础,因此硬件平台采用了当前性能最优的器件:以功能强大的数字信号 处理器(DSP)和控

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制单元(MCU)为核心·.以可编程器件相辅助,包括参数 可编程器件和FPGA等,尽量提高系统的可编程性和灵活性. 3,本论文针对移动通信终端应用来设计软件无线电中频数字接收机,故频 率源是整个电路设计的重点之一,也是本文作者在整个系统设计中的重点工作, 本论文采用传统的PLL+VCO结构来进行设计,以保证频率源的杂散范围和频率 输出动态范围.本论文所采用的可编程频率合成器保证了频率源能产生多种本 振频率. 4,本论文中使用数字下变频芯片HSP50214B进行设计的,数字下变频是近 年来发展起来的新型变频器,负责接收高速模/数变换的采样数据,进行正交混 频,可编程低通滤波和抽取等预处理,然后将数据存入缓存,等待数字信号处 理器进一步处理,太大减轻了数字信号处理器的处理负荷.数字下变频器有许 多可变参数,如可编程滤波器带宽,抽取率,正交本振频率等,本论文根据应 用场合,经过理论分析确定相关参数设置,不同应用场合的参数设置方法也相 互具有指导意义. 5,整个硬件电路具体要实现模拟下变频,采样,数字下变频,信号处理, 模拟输出,接VI控制等功能.编写和调试模拟话音调相数字化接收程序.软件 决定了软件无线电的功能,是软件无线电的灵魂.
4
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第2章软件无线电技术的理论基础
2.1软件无线电中的采样定理
软件无线电的核心思想是对由天线感应的射频模拟信号尽可能地直接进行 数字化,将其变换为适合于数字信号处理器(DSP)或计算机处理的数据流,然 后通过软件来完成各种功能,使其具有更好的可扩展性和应用环境适应性.所 以,软件无线电首先面临的问题是如何对工作频带内的信号进行数字化,也就 是如何对感兴趣的模拟信号进行采样,这些既是最基本,但也是软件无线电中 最关键的问题,对此进行详细讨论与阐述,为软件无线电研究奠定理论基础.
2.1.1基本采样定理—Nyqu st采样定理.1】"刀叫"1
●
如果对某一时间连续信号(模拟信号)进行采样,当采样率达到一定数值 时,那么,根据这些采样值就能准确地确定原信号.Nyquist采样定理可以表达
如下:
Nyquist采样定理:设有一个频率带限信号x(t),其频带限制在(o,厶)内, 如果以不小于正·2厶的采样速率对x(f)进行等间隔采样,得到时间离散的采样 信号x(")一工(n正)(其中t一1/正为采样间隔),则原
信号x(f)将被所得到的采 样值z(n)完全确定.
上述Nyquist采样定理告诉我们,如果以不低于信号最高频率两倍的采样速 率对带限信号进行采样,那么所得到的离散采样值就能准确地确定原信号.
P(t)
…+I Ⅲ"
O
图2.1信号采样
5
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论文
2.1.2带通信号采样定理'11·'1∞·'伽
由于软件无线电所覆盖的范围一般都要求比较宽,例如从0.1MHz到2GHz, 作为软件无线电,只有这样宽的频段才能有广泛的适应性.但是如此宽的频带 采用Nyquist低通采样所需的采样速率至少大于4GHz,目前这是不可能实现的. 所以,对于宽频带工作的软件无线电台是无法采用Nyquist采样技术来采样的. 而必须采用带通采样.
Nyquist采样定理讨论了频谱分布在(o'矗)上的基带信号的采样问题,而
在适用的软件无线电模式,我们从中频开始全数字化,因为有用信号只是占据 了整个中频带宽的一部分,所以如果我们将整个带宽进行采样.不仅数据非常 大,而且也包含很多无用信息,我们只需要进行带通采样.
带通采样定理:设一个频率带限信号z(}),其频带限制在(矗,厶)内,如果
其采样频率f满足:
正一%导 f,且
沼D
式中,n取能满足五22(厶一^)的最大整数(o,1,2,…),则用正进行等闾 隔采样所得到的信号采样值x(,Iz)能准确地确定信号x(f).
式(2,1)用带通信号的中心频率五和频带宽度B也可以表示为:
(2-2)
式中,矗-毕,n取能满足正之2B(B为频带宽度)的最大整数.
～2,l+1
由(2-2)可见,当频带宽度B一定时,为了能用最低采样速率即两倍频带 宽度速率(f一2B)对带通信号进行采样,带通信号的中心频率必须满足:
～
^.丝型B
2
(2.3)
当n取不同的值时,就对应了不同的中心频率,0.,也就是浣任何一个中心频率 为,o.(n=O,1,2,…)带宽为B的带通信号均可以用同样的采样频率正一2B对 信号进行采样,这些采样均能准确地表示位于不同频段(中心频率不同)原信
号.
值得指出的是,上述带通采样定理适用的前提条件是:只允许在其中的一 个频带上存在信号.而不允许在不同的频带上同时存在信号,否则将会引起信
武汉理工大学硕士学位论文 号的混叠.
图2-2带通信号的采样
为了满足这样的一个条件,可以采用跟踪滤波器的办法来解决,即在采样前先 进行滤波,如图2.2,也就是当需要对某一个中心频率的带通信号进行采样时, 就先把跟踪滤波器调到与之对应的中心频率,0.上,滤出所感兴趣的带通信号, 然后再进行采样,以防止信号的混叠. 当带宽很窄时,例如对常规的军用战术电台(vHFn 7HF),其信号带宽B: 为25KHz(含保护间隔)
,则采样速率应取为50KHZ.但是这种方法实现起来比
较困难的.主要表现在ⅣD前面的抗混叠滤波器无法实现,因为它要求该滤波
器在整个频带都保持相同的滤波器带宽和阻带特性,这几乎是不可能做到的. 为了解决上述问题,可以采用所谓的超外差接收体制,即先用一个本振信 号与输入信号进行混频(可

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以进过几次混频),-将其变换成为统一的中频信号,然 后进行数字化.这样通过改变本振频率厂,,就可以完成对不同频率信号的数字 化,而这是A/D前的信号中心频率.名是固定不变的.如果矗取的得当,～D前 的抗混叠滤波器就会容易做得多.但是这种超外差中频数字化体制的主要缺点
就是在天线与～D之阍增加了很多模拟信号处理环节,如混频,本振信号产生,
各种滤波等.这些模拟电路不仅会造成信号失真(特别是混频器和窄带滤波器1,
而且对缩小体积,降低成本和功耗极其不利的.另外,由于在天线与～D间的
模拟电路环节过多,使得这种体制在对信号的适应性和可扩展性方面存在明显 的不足.例如一旦模拟信道的中频带宽确定以后,要适应不同的信号带宽就存 在一定的难度,另外本振信号的频率步进(分辨率)一旦确定,对信道间隔的
武汉理工大学硕士学位论文 适应能力也就变差了. 为了改善上述中频数字机制对信号环境适应性和可扩展性,我们采用宽带 中频技术,即B>>B..这时在中频带宽B内将包含多个信道(信道数N-曰/口.), 至于对带宽B内位于某一特定信道上的信号所需进行的解调,分析,识别等处 理,将由后续的信号处理器及其软件来完成,该软件主要完成数字滤波(可变 带宽),数字下变频以及解调等信号处理任务,通过加载不同的信号处理软件就 可以对不同体制,不同带宽以及不同种类信号的接收解调以及其他信号处理的 任务,这样对信号环境的适应性以及可扩展性就大大提高了.而且由于中频带 宽加宽了,本振信号就可以按照大步进来设计,这样可以大大简化本振源的设 计,有利于减小体积,改善性能,降低成本.
2.2多速率信号处理技术
带通采样定理的应用大大降低了所需的射频采样速率,为后面的实时处理 奠定了基础.但是从对软件无线电的要求来看.带通采样的带宽应该越宽越好, 这样对不同信号会有更好的适应性;另外当对一个频率很高的射频信号采样时, 如果采样频率取得太低,对提高采样量化的信噪比是不利的.所以在可能的情 况下,带通采样速率应该尽可能地选得高一些,使瞬时采样带宽尽可能地宽. 但是随着采样速率的提高带来的另外一个问题就是采样后的数据流速率很高, 导致后续的信号处理速度跟不上,特别是对有些同步解调算法,其计算量大, 如果其数
据吞吐率太高是很难满足实时性要求的,所以很有必要对A/D的数据 流进行降速处理.对这种窄带信号的采样数据流进行降速处理或者叫二次采样 是完全可能的.多速率信号处理技术为这种降速处理的实现提供了理论依据.
2.2.1整数倍抽取Ⅲ-九九 所谓箍数倍抽取是指把原始采样序列x(n)每隔(JD-

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1)个数据取一个,以形 成一个新序列%(m),即:
(2—4) b(m)一x(mD) 式中,D为正整数,抽取过程如图2-3所示,很显然如果x(n)序列的采样速率
为正,则其无模糊带宽为正/2.当以D倍抽取率对z(H)进行抽取后得到的抽取
8
武汉理工大学硕士学位论文
序列b(m)之取样率为正/D,其无模糊带宽为六/(20)·当x(^)含有大于
正/(2D)的频率分量时,XD(小)就必然产生频谱混叠,导致从‰(m)中无法恢复 z(n)中小于正/(2D)的频率分量信号.
曲
～
"丌I』.
首先定义～个新信号:
一
卜一
(2.5)
圈2-3整数借弛驭
xb)-坛黠乩如,砣n…'
根据恒等式:
土警.,警.』1,(n·0,+D'±2D,…) D白 lo,其他
则x,fnl可表示为:
(2.6)
茸'(n)一工(n)【吉萋ej警]
由于b(m)=x(Dm)*工'(Din) 则%(m)之z变换为:
(2.7)
X.(z)_·∑%(m)z"一∑x'(加)z"
(2.8)
由于工'(|I,2)除了珊为D的整数倍时不为零外,其余均为零,所以上式可以重薪写
为:
9
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Xo(z)-∑善'(肌)z百
把x'(朋)表达式代入可得:
(2.9)
%(z)-薹}(州'pr]D丢-Ie]27ulm】卜吾4石1 D磊-I互+.lI"工(咄等】z吾
- 一
I
X比
熟D
Z
●一口
(2.10) 1l_ -J
●一D ¨F箭
_
把z—e一代入式(2.16)可得抽取序列XD(珂)之离散傅氏变换为:
础.)一吉耕掣]
前后的频谱结构变化图.
∽11)
由式(2.11)可见,抽取序列的频谱(离散傅氏变换)x.(P'")为抽取前原始序 列的频谱x(g灿)经频移和D倍展宽后的D各频谱的叠加和.'图2-4给出了抽取
U●
图2.4抽取前后(D=2)的频谱结构(混叠)
10
.墓坚堡三奎兰堡主堂垡堡塞
由图2-4可见,抽取后的频率如(e柚)产生了严霎混叠,使得从并.(e灿)中 已无法恢复出x(e扣)中所感兴趣的信号频谱分量.但是如果首先用一数字滤波 器(滤波器带宽为石/D)对x(e扣)进行滤波,使x(e扣)中只含有小于万/D的频
率分量(对应模拟频率为告正),再进行D倍抽取,则抽取后的频谱就不会发生
混叠,如图2-5所示,这样x.(e'")中的频谱成分与X(e'")中的频谱成分是一 一对应的.或者说z.(e'")可以准确的表示j(e柚),进一步可以说x.(e'")可
以准确的表示z(e")ee4,于吾或吾正的频率分量信号.所以这时对x.(e灿)进
行处理等同于对x(P妲)的处理,但前者的数据流速率只有后者的D分之一,大
大降低了对后续处理(解调分析等)速度的要求.
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H(e o")
-Ⅱ
D
,
Ⅱ/E
(I】
,;
X'(p");
r\门
j1 刁{r\ 门
,
图2.5抽取(D=2)前后的频谱结构(无混叠)
多速率信号处理中的抽取理论是软件无线电接收机的理论基础.而对于内

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插理论则是软件无线电发射机的理论基础.本论文不作详细讨论.
2.2.2抽取的多级实现"1-"妨·∞1_2"
在实际设计中,当抽取倍数D很大时,所需的滤波器之阶数将非常高,乃 至无法实现,因此,我们可以考虑采用分级抽取,使滤波器的阶数大为减小, 这样,可以大大降低对滤波器的设计要求. 设输入采样速率为L—IOOMHz,抽取倍数D为500,即最终需要得到200kHz
武汉理工大学硕士学位论文 的采样速率,信号带宽为50kHZ,则所需的低通滤波器特性如图2.7所是,要求 阻带衰减小于0.001,则当采用窗函数法设计这样的滤波器时所需的滤波器阶数 N为:
N.—-2—0l:96_-f7.95,..十1 14.36xⅣ…
式中,6为阻带衰减,Ⅳ为过渡带宽度,正为采样速率.
-一一一一一一一一一一一一一一一1
(2.12) 一
广一一一一一一一一一一一一一一～1
L一一一一一一一一一一一一一一一J
L一一一一一一一一一一一一一一～J
'DI+Dz=D
把6=O.001,△,=100.50=50kHz之,厂r=100MHz代入式(2.18)可得:N=7250, 也就是说要实现这样的窄带滤波器用窗函数法需要7250阶,这样高阶数的滤波 器实现起来是非常困难的.解决这一问题的方法是采用多级实现,如图2-6所示, 我们可以设两级抽取倍数分别为皿=50,D,=10(D=D1D,),这时对第一级
d.=6/2=0,0005,馘=O.95 MHz,厂t.=100 MHz,所需的滤波器阶数为Ⅳ1=427,
对于第二级最=6/2=0.0005,4疋=0,05 MHz,疋,一2MHz,所需的滤波器阶数 为N,=163.可见分级抽取后,使滤波器的阶数大为减小.在进行每一级滤波器 设计时要注意两点:一是每级滤波器的通带宽度不能小于信号带宽.二是过渡 带是可变的,取决于每一级的抽取倍数,即过渡带的截止频率f不能大于该级 输出取样率的一半.有一点需要指出,如果单级实现时对通带带内波动要求为d,
武汉理工大学硕士学位论文 若用M级实现时,如果把每一级的带内波动设计成一样,则每一级带内波动应 为屯一d/M
未
2.9所示.
图2.8多级实现时的滤波特性
∑一
fL fH
f./2 f
2.2.3带通信号的取样率变换"1·"阳r""
对于软件无线电接收机,我们所要处理的信号往往是带通信号,即是前文
所假设低通信号(o,厶)的整个数字频带中的某一带宽(,L,厶)内的信号.如图
.f抡-fH.fL
凰凰,
0
图2,9带通信好的数字谱 对此我们采用整带抽取,所谓整带抽取即带通信号满足如下关系时的抽取
,o一半一(2川)鲁
代入式(2
-20)可得:
池13)
,,为经D倍抽取后的取样率.
(2.14)
式中,n为正整数,,0为带通信号的中心频率,
(-台t2x(厶一rL)一2曰
.丘+厶.(2n+1)B
(2.15)
14
武汉理工大学硕士学位论文
即:厶-(露+1)曰或五-nB
式中,B为信号

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带宽,即带通信号的最高和最低频率是信号带宽的整数倍时称其 为"整带"抽取,这时抽取倍数D应当满足;
D.上
2县
(2.16)
也就是说当在(.,鲁)整个数字频带内共有带宽为B的.个子带时,就可进行整
带抽取,只要抽取前用一个带宽为B的带通滤波器对感兴趣的子带进行滤波即 可,该滤波器的特性如下:
日..11'
【0,
n寺sIII小+1)寺
其他
七十
由于整带抽取条件关系式D.寺在很多场合是无法满足的,我们采用频谱
搬移的办法,我们把位于中心频率矗处的带通信号搬移到基带,然后再利用低
通信号的抽取方法进行抽取.对于一个实带通信号x(n)的频谱x(e'"7)是共扼 对称的,其中心频率^可以任意,-我tf]用z+表示x(Pm')中,芑0的『F频率分量, 用石一表示工(一2"7)中,so的负频率分量,则z+与x一中的任何一个分量可以用
另一个分量来表示,所以我们只需关心其中的一个分量即可,现在我们用复信 号(移频算子)em伽乘以原带通信号x
n),则石(e7"')中的负甄亭分量x一将
移至零频,而其正频分量x+将移至2fo挝:,如果用一个低通滤波器^(n)把2,o
处的高频分量滤除,则可得到基带信号孑(拧)(对应的频率表示为需(一2"7))为: 叠(^).[耳(n)×e'2"抽】.Il(n) 2【x(n)cos(h胁)】^(n)+J[x(n)sin(2昝fon)】^(n)
令:Xz(以)一P(n)c.s(2z加)】.Il(甩)
(2.18)
xQ(n)一p(n)sin(扫加)州n)
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分别称而(件),%(订)为x(n)的同相分量和正交分量,这时i(以)也可以表示为: j(n)·_(玎)+j%(n)
与之对应的频谱为:2(en57)-z,(e7"')+成(e7"7)
Ixr¨吨'】H(em7)
如果低通滤波器Ⅳ(em7)设计成:
(2-19)
H(川.J1I|水罢
【0,
其他 就可以对z,,%进行直接低通抽取,带通信号正交抽取结构是软件无线电最基
本的结构,通过改变,0可以实现对整个采样频段fo,冬)内睁任一信号进行抽取
和解调. 由于带通信号的正交抽取结构,最终输出的信号是…个复信号:
y.(,1);x,(n)+jb(n)
(2·20)
而我们希望得到的是一个实信号输出,采用边带调制技术就可以实现带通信号 的实抽取结构.为了完成带通信号的实抽取,必须把频谱搬移成正负频率对称 的基带信号.首先跟正交抽取一样通过两个不同的频移算子￡""加把原带通信
号的两个正负频率分量z+和x一搬移到基带并通过低通滤波器h(n)滤除高频成
分,得到:
),.(n)·善,(n)4-心(九)
Y:(n)--(
^)一jxo(n)
(2.21)
频谱搬移过程与正交抽取时的频谱搬移是一样的,然后再对y.《起),y:(露)用频
移算子e"h争把x(e,h,)和K(e,h7)频谱分别左移和右移詈频带,最后把两者
相加得到实信号谱K(e胁7).
16
武汉理工大学硕士学位论文
带

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通信号x(n)经频谱搬移后得到的基带信号),.(行)的带宽变为B(相对于采 样频率正的带宽或称其为数字谱带宽),故可对甄(再)进行抽取,当抽取倍数D 选为(下式中的‖为实际的模拟信号谱带宽,B'一戢):
D.直.土 2口''2曰
这时可获得最低输出采样速正':‖t妥一柚'
工,
(2.22)
我们把口.寺代入cos(石砌),sin(石砌)可得:
酬圳掣s(争詈) 咖(玎圳"n睁詈)
当n=0,D,2D,3D,4D,5D,6D,7D…时:
c物,
cos隆言)=1'o,也叫,o,也"'
stn(三×詈)=-,.,.1,.,,,.,.1,b,…
效结构来实现.
(2-24)
所以带通信号的实抽取结构可以简化为图2-11,其抽取其可以采用多相滤波等
图2—11
带通信号的实时抽取结构
17
武汉理工大学硕士学位论文
2.3本章小结
本章从理论上全面论述了软件无线电中的采样定理,指出Nyquist采样定理 使其最基本的采样定理.尤其着重讨论了软件无线电中频带通采样,并对其性 能进行了分析.多速率采样定理为降低数据流速率提供了理论依据.在进行多 速率信号处理系统的设计与实现方法的理论研究中,主要讨论了数字信号的抽 取原理.和如何实现带通信号的实抽取,为下文软件无线电接收机的设计奠定 了理论基础.
18
武汉理工大学硕士学位论文
第3章软件无线电接收机的数学模型
3.1软件无线电的三种结构形式
软件无线电的宗旨就是尽可能地简化射频模拟前端,使A/D转换尽可能地 靠近天线去完成模拟信号的数字化.而数字化之后的信号要尽可能多地用软件 进行处理,实现各种功能和指标.另外,软件无线电的硬件平台应具有开放性, 通用性,软件可升级,可替换. 软件无线电主要由三大部分组成,即用于射频信号变换,位于模数/数模转 换之前的射频处理(含天线)前端,高速模数/数模转换器以及位于A/D之后, D/A之前的数字信号处理单元(DSP)等三大部分,如图3-1所示.在这三大部
分中,～D(D/A).起着最关键的作用,可以浣是整个软件无线电的核心.因为
不同的采样方式将决定射频处理前端的组成结构,也影响着其后DSP处理的处 理方式和对处理速率的不同要求;而且AID的性能如何也将严重制约整个软件 无线电性能的提高.下面介绍三种软件无线电组成结构,为建立通用的数学模 型奠定基础II J.
图3-1软件无线电的三大组成部分
3.1.1射频全宽开低通采样软件无线电结构
射频
全宽开低通采样软件无线电的组成结构如图3.2所示【11.
19
武汉理工大学硕士学位论文
掣
i一1超宽带滤波器P匝夏至壹}一一t—D/A}
I-辨‰
.I.
超高 速DSP (软 件)
:～一分波段滤波器|¨
0超宽带功率放大器}一 1超高主荔宽带A,D

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图3.2射频全宽开低通采样软件无线电结构
图3-2中,,min,,m..分别为所要求的最低和最高工作频率(一般要求 ,mi.sO.IMHz,,m..苫2GHz),根据Nyquist采样定理,则采样速率f应满足: 正≥2,m., 如果考虑到前鼍超宽带滤波器的矩形系数r,则要求: 正土2f名.. 例如当,m..=2GHz,r=2时:正包8GHz. 即使允许过渡带混叠,最低采样速度也应满足:
(3-2) (3-1)
.C≥(,+1),m.,-6GHz
(3·3)
如此高采样速率的A/D(D/A)目前显然是无法实现的,尤其当需要采用大动态, 多位数时就更加困难.所以这种射频全宽开的低通采样软件无线电结构…般只 适用于工作频带不是非常宽的场合,如短波HF频段等.
3.1.2射频直接带通采样软件无线电结构
射频直接带通采样软件无线电的组成结构如图3-3所示.[11,116l·f23I
L
习 |时fo=《(22mn+钙1))1∽",/4 ‰1 q功放H窄带电调滤波器H"o"内插上变频H:茇F=
图3.3射频直接带通采样软件无线电结构
1犁竿艄煳i
u竖L广掣1
20
DSP
武汉理工大学硕士学位论文 这种结构所基于的采样原理是射频直接带通采样原理,这种带通采样除了
需要一个主采用频率正之外,还需要M个"盲区"采样频率厶,M的值由下
式确定
M-IN/"降】
式中,三^虿fz 7表示取大于石的最小整数,名.为最高工作频率.
(3-4)
主采样频率￡的确定主要取决于A/D器件的性能,还要考虑到与后续DSP 的处理速度的匹配.为了减少"盲区"采样频率的数量,在最高工作频率^.一 定的情况下,f应尽可能高些.但在目前器件性能成为主要限制因素的情况下, ￡的选取应以器件能否满足给定要求为主要考虑因素,但最低采样频率必须满 足对最大信号带宽进行无混叠采样数字化的要求.
图3.3所示的射频直接带通采样软件无线电结构的特点是对A仍采样的速
率要求不高,而且整个前端接收通带并不是全宽开的,而是先由窄带电调滤波 器选择所需的信号.,然后进行放大,再进行带通采样,这有助于提高接收通道 信号噪声比,也有助于改善动态范围.
3.1.3宽带中频带通采样软件无线电结构flJ,[231,/241捌
宽带中频带通采样软件无线电的组成结构如图3-4所示.这种结构与常规的
超外差无线电台收/发讯机是类似的,但两者的本质区别是中频带宽不一样.常
规电台的中频带宽为窄带结构,而图3-4所示的为中频宽带结构.由于
中频带宽 宽不仅使前端电路(如本振等)设计得以简化,信号经过接收通道后的失真也 小,而且与常规窄带超外差电台相比,这种宽带中频结构在加上后续的数字化 处理,使其具有更好的波形适应性,信号带宽适应性以及可扩展性.
i2
圃 [卜
t}一2n+1)fJ4
图3-4宽带中频带通采样软件

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无线电结构
一一
21
甲￡
H
武汉理工大学硕士学位论文 由图3.4的组成结构可以看出,这种软件无线电的射频前端比较复杂.它的 主要功能是把射频信号变换为适合于A/D采样的宽带中频信号或把D/A输出的 宽带中频信号变换为射频信号.
3.2软件无线电接收机数学模型
软件无线电数学模型是对软件无线电进行理论分析,工程设计以及专用集 成电路设计的基础和前提,也是深入理解软件无线电概念,形成系统性理论框 架的最佳途径.软件无线电接收机的数学模型,是很好的理解调制识别与解调 的前提.软件无线电接收机的数学模型有多种,例如并行多通道软件无线电接 收机数学模型和基于多相滤波的信道化软件无线电接收机数学模型等,本章以 单通道软件无线电接收机数学模型为例,以便建立软件无线电接收机的概念【l】. 所谓单通道软件无线电接收机是指这种接收机在同一时刻只能接收所选择 的一个信道的信号进行接收解调分析,不能同时接收多个信号【".我们知道,射
频信号经过不同形式的A/D采样数字化后,形成了统一的基带数字谱Ⅳ.(,), 对工.(厂)处理的目的就是如何从中提取出有效带宽Bo内信号载频为‰的信号
S(,11(为叙述方便对频率和角频率不加以严格区分).我们知道,任何一种调制
形式的信号shl均可表示为:
s(露)一8《n)cos『toon+甲(捍)1
(3—5)
式中,a(H),妒(行)分别为信号的幅度调制分量和相位调制分量,‰为信号载频
或中心频率.如果用正交分量来表示,则上式可改写为:
s(n)一,(挖)cos(%n)-Q(n)sin(roan) 式中,,(n)一n(n)cos妒(n) Q(n)一a(n)sinq.(n)
(3-6)
分别称为信号的同相分量和正交分量瞵l.由于载频‰不含信息,所以用同相, 正交分量即可完全描述给定信号的特性,而对信号进行接收解调的目的实际上 就是提取这两个正交分量.其中的数字化提取主要有两种方法,即数字混频法 和基于多相滤波的正交变换法.数字混频法的实现如图3-5(a)所示,图中的低通
滤波器Ⅳ.(e 74)主要用来滤除,(n)和Q(n)频谱分量以外不需萼的信号a
武汉理工大学硕士学位论文
CO《".f1) cos(f】oon)
鼬,p匦P.九p侄M,忡)
bP叵弧
b≯匣强
图3.5正交分量提取与抽取
所以低通滤波器的通带截止频率丘应为,(,1)和Q(n)频谱分量中对应的最
高频率,而滤波器的阻带
截止频率^应小于信道间隔的一半,以消除邻道干扰 的影响,其低通滤波器的特性如图3-6所示.由此可见,经过低通滤波后得到的
基带正交话号,(n)和Q(H)不再是带宽为誓的信号,而是带宽为厶的信号.而
且厶口冬,所以可以对,(,t)和Q(一)进行.倍抽取,抽取因子.由-F式确定:
D.

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上
2厶
(3.7)
如图3-5(b)所示.根据多速率信号处理理论,抽取后的信号,(m),O(m)并不会
改变原有的信号谱结构,而其数据率(采样率)却降低了D倍.对减轻后续信号处 理的负担是非常有利的.在图3-l(b)中,低通滤波器和后接的抽取器一起构成了 一个标准的抽取系统,该抽取系统可以采用多相滤波结构来实现,以降低对滤 波器吞吐率(计算速度)的要求【11.【141.
武汉理工大学硕士学位论文 .HLp(eI.)
/
≮ ≯
.
图3.6低通滤波器的特性要求 广泛用于抽取内插系统的两种高效数字滤波器即:级联积分梳状滤波器 (cIc)和半带滤波器(HalBB觚d Filter-HBF).由于CIC滤波器无需乘法运算,可 以实现高速滤波,所以CIC滤波器一般用在输入采样率最高的第一级
(H,lej")).而半带滤波器虽然需要乘法运算,但只有普通FIR滤波器运算量 的一半,所以HBF滤波器一般用在中等输入采样率的第二级(H.(e归)).经过
前两级抽取滤波后,采样率已明显降低,所以后续各级抽取滤波器可以采用普
通的FIR滤波器来实现.根据上述抽取结构,一个可供实现的软件无线电接收
机数学模型如图3-3所示.
a(糟)-J,2(m)+口'■)
Mm) Q(m)
小).zrctaa渊
,(m)-,■)一9■一1) 瞬时特征提取
叫岫 f(m)
Hm)
图3.7软件无线电接收机数学模型
己调信号s(n)经过正交混频和D倍抽取滤波后得到的正交基带信号,(m), Q■)送到瞬时特征提取单元进行瞬时幅度4(m),瞬时相位妒加)和瞬时频率 ,(m)的计算,最后把这三个瞬时特征连同两个正交基带信号,(m),Q(脚)一起
送到后续的解调分析模块完成信号的识别,解调等功能.
3.3信号解调通用模型
软件无线电的几乎所有功能都将用软件来实现,解调也不例外.软件无线
武汉理工大学硕士学位论文 电的解调一般采用数字相干解调的方法.数字相干解调法从原理上讲与模拟相 干解调法一样.常见于模拟解调电路的一般相干解调法f指用一个网频同相的本 地载波去相干解调1,当同频同相不满足时.解调输出就会严重失真.例如,在 移动通信中,接收到的信号受到严重衰减时,提取出来的载波质量往往达不到 要求,特别是在多普勒效应等引起的频偏环境下更是如此.由于正交解调法在 一定程度上能克服以上这些弱点.因此.软件无线电的解调一般采用数字正交 解调法
[421.对于用正交调制产生的调制都能用正交解调法解调,理论上正交解 调法可以对几乎所有的调制模式进行解调【lJ. 尽管调制样式多种多样,但实质上调制不外乎调制信号去控制载波的某一 个(或几个)参数,使这个参数按照调制信号的规律而变化的过程.载波可以是正 弦波或脉冲序列,以正弦性信号作为

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载波的调制叫做连续调制.这晕只讨论连 续波调制信号的解调. 对于连续波调制,已调信号的数学表达式为:
s(行)-A n)cos『w(n)n+日(月)1
(3-8)
调制信号可以分别"寄生"在已调信号的振幅A(,1),频率∞(雎)和相位口(n)中,
相应的调制就是调幅,调频和调相这三大类熟知的调制方式.由于频率与相位 有着一定的关系,为了方便分析,将式(3.8)改写为:
S(n)t爿(n)cosfq玎+妒(,1)1
式中,蛆表示载波的角频率.所以上式可以表示为:
(3·9)
s(^)一A(n)cosp(n)】cos(婢n)-A(n)sin[≯(n)】sin(魄川
·X,(^)cos(吐,1)一x口(n)sin(qn)
(3·10)
式中,X,(n);A(n)cosf≯(以)】,x口(n)一A(n)sin[爹(n)].这就是我们所希望得
到的同相和正交分量,根据X,(,1)和Xo(玎),
三大类的解调算法如下四:
调幅(AM)解调: 就可以对各种调制样式进行解调
A(n)一√z;0)+x;(厅)
调相(PM)解调:
(3.11)
小=arctan刚】
武汉理工大学硕士学位论文
a叫瑞] 肛叫裂]
≯(再)_
z,(n)>O,Xo(n)>o 蜀(n)co,X口(n)>0 x√n)·o,如(,1)>0
(3.12)
考
…叫裂]
堑
2
X,(n)to,如(以)c0 X,(n)·0'Xo(玎)t 0 X,(n)>o'XQ(n)co
.2tr-arctan躺】
调频(FM)解调:
八小mH¨班删an[裂卜rct叫揣】
件实现时可以用下面的方法来计算瞬时频率,(n):
@Ⅲ
在利用相位差分计算瞬时频率,即,(再)t妒(撑)一妒(n一1)时,由于计算妒(以)
要进行除法和反正切运算,这对于非专用数字信号处理器来说较复杂,在用软
,(n)t多'(昨)一!尘』竺!;l《:{铲(3-14)
对于调频信号,其振幅近似恒定,不妨设矸(n)+石;(一)一l,则: ,(n)tx,(n)x;(n)-X"万)XQ(n)
厂(n)一x,(n)ix00)一%(玎一1)卜[置(行)一石,(玎一1)】z.如)
=x,(n-1)X口(H)一x,(n)托(胛-1)
(3·t5)
式(3-15)就是利用X,(,1),Xo(n)壹接计算f(n)的近似表达式.最后得到了
软件无线审数学萨交解调的通用模型,如图3.8所示.
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解
乜叫
调 算 法
图3-8数字币交解调的通用模型 图3.8中,用数字正交下变频法表示了jF交分解的过程,当然,正交分解还有其 他方法,如基于多相滤波的正交分解【硼.
3.4软件无线电中的调制信号的解调算法
3.4.1
ASK信号解调''1-'阍_'1羽
信号表达式:
s(n)=∑n.g(胛一m)cos(峨n十九)
(3_16)
式中,%为输入码元,且口.=o,1;g(n—m)是幅度为1,宽度为码元传输速率
倒数的矩形脉冲门函数. 2ASK的解调方法跟AM解调一样
;对信号进行正交分解,得同相和正交分 量:
同相分量:x,n)一∑%占(n--re)cos(如) 『E交分量:xo(n)一∑‰g(n--m)sin(九)
mm--∞
对同相分量和正交分量平方之和开方:
彳(一)一√x;(n)+x;(n)-∑‰g(n--m)
(3-17)
计算

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出爿(一)之后.再对彳(栉)进行抽样判决,就可_以恢复出调制的码元信号.
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3.4.2
FSK信号解调'11-四m1
信号表达式:s(n)·∑49(n一小)cos[(婢+‰△珊)玎]
式中,AoJ为载波角频率间隔:口.为输入的码元:n.=+l,·1.
(3·18)
FSK解调类似于FM解调,对信号进行正交分解,得到同相和正交分量: 同相分量:z
0)一∑^g扣一m)∞s(%△coa)
正交分量:z口(一)-∑Ag(n一蜥)sin(‰△堋)
按照式(3-13)计算瞬时频率f(^):
巾卜叫揣卜rctan【揣悖曲～k幽
3.4.3
@四
在计算出瞬时频率,(n)后,对,(,1)经抽样门限判决,即可恢复出传输数据a PSK信号解调四叭'剐
(3_20)
信号表达式:s(^)=∑Ag(以一m)cos(峨n+九)
式中,九=岛,i=0,1
PSK解调:对信号进行正弯分解后,得同相和正交分量:
同相分量:x,(以)-∑49(以一m)cos(丸) 正交分量:x口(n)一∑Ag(n一小)sin(丸)
按照式(3.12)计算出瞬时相位妒(,z):
驴(n)·∑g(n—m玩
'3埘'
武汉理工大学硕士学位论文
在计算出瞬时相位妒(玎)后,对妒如)抽样判决,即可恢复数据.在解调时需 要本地载波与信号载波严格同频同相,同频同相可由数字科斯塔蚵坏获得.
3.4.4
QAM信号解调乩四啪1
+∞
J'踟
+∞
信号表达式:s(n)一∑‰g(行一m)cos(峨n)+∑6棚g(n—m)sin(啡n)
/'11_一∞
(3·22)
m-一∞
式中,a.,k--1,2,…,M
同相分量:x,(n)t∑%g("一m) 正交分量:x口(n)-∑brag(n一棚)
对同相,正交分量两路信号进行抽样判决,即可恢复出并行数据,经并串 变换后可得所传输的数据.
3.4.5
OPSK信号解调九九
(3·23)
信号表达式:s(n)一∑%g(疗一用)cos(吐n)+∑‰g(,l—m)sin(q盯)
式中,a.,‰为双极性数据.
同相分量:x,(n)一∑口mg(n—m) 正交分量:x.(押)一∑bog(n—m)
由信号形式可知,,,Q分量即为恢复出的并行数据,经抽样判决,恢复出 码元数据后,再并串变换,就可恢复出串行码元数据.
3.4.6
AM信号解调Ⅲ·九
信号表达式:s(n)a4(n)cos(啦^+九)
式中,爿(n)-A+m(n):A,k(仃)I:m(n)为调制信号;九为载波的初始相位.
武汉理工大学硕士学位论文 对信号进行正交分解,得同相和正交分量:
同相分量:XI《n)·月(,1)cos纯 正交分量:x.(n)-A(.)sin萌.
对同相分量和正交分量平方之和开方:
√x?(行)+x;(n)一4+m(玎)

(3-24)
减去直流分量A就可以得到调制信号m(n).这种方法,具有较强的抗载频失配
能力,即本地载波与信号载波之间允许一定的频率偏差.当由于传输信道或其 他一些原因(例如,对未知载波频率的信号进行接收解调时,载频估计不准) 而造成本地载波与信号的载波之间存在频差和相差时,同相分量

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和正交分量可 表示为:
x,(露)·爿(盯)∞sf△脚(行)n+△妒(n)1 如(以)-A(n)sin[△m(n)n+△妒(n)]
所以,AM信号用正交解调算法解调时,不要求载频严格的同频同相.从以 上分析过程中可知,理论上失配可以任意大,但由于失配时,同相和工F交分量 相当于调制在以失配频率为载频的载波上,失配严重时,信号会超出数字信道 而发生失真.
3.4.7
FM信号解调'咄m1
3.25)
信号表达式:s(以)-cos[can+k2m(n)+畹】
式中,☆为比例因子:丸为常数.对信号进行正交分解得:
同相分量:X,(n)一Acos卜∑胁(凡)+九】
正交分量:如(n)一A sinP∑m(一)+九】
对正交分量和同相分量之比值反正切运算:
m脚an雕卜忡九
然后,对相位差分,即可求得调制信号:
(3.26)
驴(n)一妒(,l一1).m(n)
(3.27)
武汉理T大学硕士学位论文 FM信号用正交解调方法解调时,也具有较强的抗载频失配(指失配差频和 差相是常量,非随机向量)能力,本地载波和信号的载波存在频差和相差时, 同相分量和正交分量可表示为:
同相分量:s(n)-Aocos[At.on+△妒+I∑卅(n)】 正交分量:s(n)-Asin[Awn+Aqb+七∑卅(,1)】
同样对正交与同相分量之比值反正切及差分运算,就可得到调制信号:
批n[裂卜tan lf厕xQ(.-1)lr州∞
3.5本章小结
(3-28)
当载波失配差频和差相是常量时,解调输出只不过增加了一个直流分量
△",减去直流分量△m就可以得到调制信号m(n).
本章从理论上全面论述了软件无线电的几种结构模型,指出各种模型的优 缺点及可实现性.尤其着重讨论了基于款待中频带通采样的软件无线电数学模 型.关于信号解调模型和算法的讨论为DSP的解调算法的实现提供了理论基础 和依据.为下文软件无线电接收机的设计奠定了理论基础.
31
武汉理工大学硕士学位论文
第4章软件无线电接收机的硬件电路设计与实现
本文论述的基于软件无线电的接收平台虽为单通道处理系统,但是不失一 般性.根据第三章确立的软件无线电接收实验平台的数学模型,直接对70MHz 中频载波信号进行采样,然后与数控本振正交混频,产生I,Q两路基带信号, 经低通数字滤波器后进行瞬时特征提取.采用这种方法,整个中频信号部分全 部采用数字处理,真正体现了软件无线电的优越性,不但消除了模拟器件的不 稳定性和不精确性,而且提供了
很大的灵活性,有利于系统的进■步集成,降 低了成本.技术上的优点还包括宽范围内高分辫率的本振频率控制,高性能的 混频操作以及可编程的数字滤波等.本系统是基于软件无线电中频带通采样, 使用专用数字下变频芯片HSP50214B进行设计的,具体要实现模拟下变频,采 样,数字下变频,信号处理,模

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拟输出等功能.
4.1硬件整体实现方案
软件无线电接收机的整体电路设计如下:
图4-1软件无线电接收机系统框图
本系统采用宽带中频带通采样软件无线电结构,主要包括模拟前端(模拟
武汉理工大学硕士学位论文 下变频器,低噪声放大器,滤波器,频率合成器),高速采样电路及数字下变频
基带信号处理以及模拟音频信号的输出【221,I硼.
4.2模拟前端的设计
本论文所论述的射频输入信号为350MHz,中频信号为70MHz,虽然本系 统只针对这一特定频段设计,但其设计原理不失～般性.
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图4.2模拟前端设计原理框图 图4.2为RF到AD转换器的整个设计框图,其中虚线上面的为RF到IF的 变换电路,下面的为IF到ADC的电路.这其中SAW采用的是中心频率为 70MHz,通带宽度为10MHz的Sawtek854665.
4.2.1低噪声放大器."
低噪声放大器(LNA)是射频集成电路中的重要部分之一.它位于接收芯 片的第一级,直接与天线信号相连,所以它的噪声特性将大大影响整个系统的 噪声性能.同时天线下来的信号一般较弱,所以LNA本身有噪声特性所引起的 灵敏度将影响到是否髓正确接收信号,并把有用信号完整的传翰到下一级.LNA 的最终设计目标就是使噪声系数越小越好,无限的接近于l(OdB).对于降低噪 声系数的方法,显而易见的是可以通过提高功耗来达到.但对一个用于无线通 信中的接收芯片来讲,低功耗是其硬性指标,所以在保持低功耗的前提下,实 现低噪声系数,必须在电路的拓扑结构上想办法. 对LNA而一言,其输入信号是小信号,所以对线性度并不是其重要的性能
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指标,但是一个线性性能良好的低噪放大器可以避免产生过多的干扰信号,为 下一级混频器做贡献. LNA属于放大器,增益是其指标之一.一方面,必须实现一定的增益.因 为,如果不能对输入LNA的小信号进行足够的放大的话,那么对下一级混频器 的线性度就有比较苛刻的要求;另一方面,LNA的增益又不能做的太大.否则
输入到下一级混频的信号有可能超过混频器线性范围的上限,加重混频器线性
指标的要求,同时高的增益也意味着高的偏置电流即是增大了LNA的功耗,这 也有悖予无线通信中接收芯片低功耗的要求.总之低噪放的增益必须设计在一 个恰
当的值,一般在20dB左右即可.目前的LNA很多都具有高/低增益模式. 在LNA的电路拓扑结构中,对输入部分,由于天线或天线滤波器可等效为 50欧的信号源,所以输入部分必须实现50欧匹配.在这些电路结构中源极去藕 结构最为普遍,源极去藕在同时实现50欧匹配的前提下,又能做到最小的噪声 系

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数. 本设计的电路中射频低噪声放大器采用韩国RfHIC公司的WLl008,其原 理图如下:
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图4.3WLl008原理图
4,2.2中频放大电路
中频放大器在数字采集系统中起着重要的作用.首先,放大器将信号源与 ～D转换器隔离开来,给A/D转换器提供低阻驱动.其次,驱动放大器给Am
转换器提供所需的增益,并使输入信号的电平和～D转换器的输入电压范围相
匹配. 本论文中采用RF2637,它是RFMD公司生产的接收自动增益控制(AGC) 放大器.它用于放大中频信号并提供90dB的增益控制动态范围.单电源3V供 电,工作频率为12MHz～385MHz.其原理框图如下:
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图4.4RF2637原理图 紧接着AGC放大器是两个串联的放大器.MSA.0611和MSA.2011.这两 个放大器用来为中频信号提供驱动,让其符合ADC的要求. MSA.0611和MSA.2011总共提供40dB的增益,每个放大器都是高性能的, 50f2可串联放大器,不需要匹配网络.
4.3高速A/D采样电路
模数转换是数字信号处理系统的关键,模拟信号只有转换成数字信号才能 利用数字信号处理方法进行信息处理,因而模数转换成为软件无线电接收机平 台的关键,模拟信号只有转换成数字信号才能用软件编程的方法来处理.为了 达到预定的处理精度,要求模数转换器必须满足一定要求,下面给出ADC的选 取方案.
4.3.1
ADO的发展及性能分析'1]啪1
随着大规模集成电路技术的巨大发展,中频数字化处理的关键部件模拟/数 字转换器ADC亦同步发展.其主要特征是采样的速率不断提高;输入信号的频率 不断提高;输出有效位数不断提高.高性能的模拟,数字转换器在不断的推出. 如AD公司的AD6640,最高采样频率65MSPS.输出数字信号位数12bit,输入 被采样中频模拟信号频率达250MHz,无杂散动态范围(SFDR)73dB,信噪比
68dB.
f11信噪比(SNR)
武汉理工大学硕士学位论文 信噪比是ADC的一个重要指标,理想情况下ADC的唯一误差是量化误差. 理想的ADC的信噪比的表达式为:
SNR一6.02N+1.76+10109(L/B1
(4—1)
其中N为ADC的位数.量化输出每增加一位,信噪比提高6.02dB;采样速率 每提高一倍,信噪比提高3dB.量化输出位数的增加,将导致芯片制作的困难; 采样频率提高到一定程度,电路设计工作也具有较大的难度.在一般情况下, ADC的噪声不仅有量化噪声而且还有
电路噪声,孔径效应和比较模糊等,这些 因素会导致ADC的实际测量出的SNR比理想值低.
∞处理增益
处理增益就是ADC的信噪比的最后一项,即10log(正/B),此比值可以大
大的改善ADC的信噪比,采样频率和信号带宽B的比值越大,处理增益也越大. 处理增益的获得是靠紧跟在模拟数字

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转换器ADC之后的数字滤波器实现的,数 字滤波器滤除噪声和杂散只留下有用的信号,因此就改善了信噪比.实际上, A/D转换器的信噪比还要考虑内部非线性,孑L径抖动等因素,实际的信噪比要小 得多. (31无杂散动态范围(SFDR) 无杂散动态范围(SpuriousFree dynamicRange)是指在第一Nyquist区内测 得信号幅度的有效值与最大杂散有效值之比的分贝数.这一参数表征了A/D转 换器检测弱信号的能力,它在接收系统设计中尤为重要. r4)有效转换位数(ENOB) 由于A/D转换部件不能做到完全线性,总会存在零点几位乃至一位的精度 损失,从而影响A/D的实际分辨率,降低A/D的转换位数.有效比特数(ENOB) 可以通过测量各频点的实际信噪比(SINAD)来计算.对于一个满量程的正弦输入
信号有:ENOB.fSINAD一1.761)/6.02.实际结果表明,信号越大,信号频率越
低,所得到的有效转换位数越多. (5)总谐波失真(Total Harmonic
Distortion)
由于A/D器件的非线性性,使其输出的频谱中出现许多输入信号的高次谐 波,这些高次谐波分量称为谐波失真分量.度量A/D转换器的谐波失真的方法 很多,通常用DFT测出各次谐波分量的大小. (∞互调失真(Intermodulation Distortion) 当两个信号^,,,同时输入A/D转换器时,由于器件的非线性,将会产生
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许多失真产物眦土幔.为了使两个信号在同相时不会导致A/D转换器限幅,这
两个信号的幅度应略大于半满量程. (7)孔径误差 孔径误差是由于模拟信号转换成数字信号需要一定的时间来完成采样,量 化,编码等工作而引起的.
4.3.2
AD6640简介九'吲
AD6640是为宽带和多信道数字无线接收机而推出的12bit中频快速采样 ADC,其温度范围为.40～185℃. AD6640的高采样速率为"软件无线电"提供了新的机遇,采用一个ADC 将整个输入频段内的信号数字化,使设汁者能够用一个宽带,多信道采样器来 取代多个模拟前端.AD6640的应用范围十分广泛,从CDMA,GSM及第3代 移动通信系统蜂窝/PCS基站接收机到GPS抗干扰接收机,相位阵接收机和其它
类型的话音和数字通信接收机都可采用AD6.640芯片作为ADc.
AD6640芯片可提供高达65MSPS的采样速率,80dB的SFDR,它的所有 差分模拟输入阶段具有250MHz输入带宽特征,直接采样的中频频率可高达 70MHz(多信道时)和200MHz(单道信时1.在本系统中中频采样速率为40MSPS.
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图4-5
AD6640的功能原理图
AD6640的功能模块图如图4.5所示.由图4.5可以看出ADC所有需要的功 能,包括输入缓冲,跟踪保持放大,数字纠错以及2.4V参考电压都由芯片柬提 供.
37
武汉理工大学硕士学位论文 AD6640的典型应用图见附录.
4.4数字下变频器电路原理及电

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