第六章 数字基带传输系统1

第六章 数字基带传输系统

学习目标

通过对本章的学习，应该掌握以下要点：

? 数字基带传输系统结构及各部件作用； ? 6种基带信号波形和频谱特性； ? 基带传输码型的编译及其特点； ? 码间串扰和奈奎斯特第一准则； ? 理想低通传输特性和奈奎斯特带宽； ? 余弦滚降特性???及关系； ? 第I类和第IV类部分响应系统； ? 无码间串扰基带系统的抗噪声性能；

? 眼图和均衡的概念。

6.1 内容提要

6.1.1 数字基带传输系统

(1) 数字基带信号：基频、取值离散的信号，如来自计算机、电传机等数据终端的信号，或者是模拟信号经数字化处理后的PCM信号等。

(2) 数字基带传输系统：不经载波调制而直接传输数字基带信号的系统，其基本结构如图6-1所示。

图6-1 数字基带传输系统框图

图6-1中各部件的功能如下：

发送滤波器：即信道信号信道形成器，产生适合于信道中传输的基带信号波形。 信道：基带信号传输媒介（通常为有线信道）。介入的噪声n(t)是均值为零的高斯白噪声。

接收滤波器：接收有用信号，滤除带外噪声，对信道特性均衡，使输出的基带波形有利于抽样判决。

抽样判决器：对接收滤波器的输出波形进行抽样、判决和再生（恢复基带信号）。 同步提取：从接收信号中提取用来抽样的未定时脉冲。

6.1.2 数字基带信号及其频谱特性

1. 数字基带信号

与消息代码相对应的电波形（多种）。图6-2给出了几种基本的基带信号波形。

图6-2 几种基本信号波形

图6-2（a）单极性波形：用正和零电平脉冲分别表示代码“0”和“1”。特点：极性单一，易于产生。缺点：有直流和丰富的低频分量，不适应有交流耦合的远距离传输；且抽样判决电平与信号幅度有关，且易受信道特性变化的影响。

图6-2（b）双极性波形：用正、负电平脉冲分别表示代码“1”和“0”。特点：等概时无直流，有利于传输，且判决电平为零值，不受信道特性变化的影响。

图6-2（c）单极性归零波形：单极性波形的归零形式。它含有丰富的位定时信息，因而是其他码型提取位同步信息时常采用的一种过渡波形。

图6-2（d）双极性归零波形：兼有双极性和归零波形的特点。 注①归零（RZ）：脉冲宽度<码元宽度

。当占空比（

）为50%时，信号带宽加倍。

）为100%，如图6-2

②非归零（NRZ）波形：脉冲宽度=码元宽度（a）和（b）所示。

，即占空比（

③图6-2（a）、（b）（c）和（d）中4种波形均属于绝对码波形，它们的消息代码与本码元的电位或极性一一对应。

图6-2（e）差分波形：以相邻脉冲电平的相对变化来表示代码，因而也称相对码波行。特点：可以消除设备初始状态的影响，特别是在相位调制系统中（参见第七章）可用于解决载波相位模糊问题。

差分波形可分为：传号差分波（“1”表示相邻电平跳变，而“0”不变），如图6-2（e）所示；空号差分波（“0”表示相邻电平跳变，而“1”不变）。

图6-2（f）多电平波形。多电平波形的一个脉冲对应多个二进制码，故在波特率（传输带宽）一定时，比特率提高了，如四进制码的比特率是二进制码的2倍。

数字基带信号通常是一个随机的脉冲序列。若其各码元波形相同而电平取值不同，则可表示为

s(t)?式中，

ang(t?n?????nTs) （6.1-1）

是第n个码元所对应的电平值（随机量）；为码元持续时间；g(t)为某种脉冲波

形。一般情况下，数字基地信号可表示为s(t)?sn(t) （6.1-2） ?n????

2. 基带信号的频谱特性

数字基带信号s(t)的频谱特性可以用功率谱密度来描述。

设二进制随机信号为s(t)?sn(t) (6.1-3) ?n????其中 =

则s(t)的功率谱密度为()=+

(6.1-4)

式中，

为码元速率；

和

分别为

(t)和

(t)的傅里叶变换。

式(6.1-4)告诉我们以下结论：

（1）二进制随机信号的功率谱密度包括连续谱（第一项）和离散谱（第二项）。 （2）连续谱总是存在的，因为实际中频谱及概率p。

（3）离散谱通常也存在，但对于双极性信号

(t)=-(t)，且等概（P=1/2）时离散谱消

≠

。谱的形状取决于

(t)和

(t)的

失。

（4）通常，根据连续谱可以确定信号的带宽；根据离散谱可以确定随即序列是否有直流分量和位定时分量。这也正是我们分析频谱的目的。 应该指出，在以上的分析中没有限定

(t)和

(t)的波形。因此，式(6.1-4)也可用来计算

数字调制信号的功率谱。

作为示例，图6-3中画了图6-2中4种波形在等概率（P=1/2）条件下的功率谱密度。

图6-3 二进制基带信号的功率谱密度

讨论：

（1）方波谱（第1个零点）带宽等于脉冲宽度的倒数1/。NRZ（==1/=2

。其中=1/

，是位定时信号的频谱，它在数值上与码元速率

）信号带宽为相等。

（2）单极性NRZ信号没有定时分量，只有直流分量；单极性RZ信号含有直流、以及的基次谐波项。等概的双极性信号没有离散谱。

6.1.3 基带传输的常用码型

1. 选码原则

（1）不含直流，且低频分量少； （2）含有丰富的定时信息；

（3）功率谱主瓣宽度窄，以节省传输频带； （4）不受信源统计特性的影响； （5）具有宏观自检能力；

（6）编译码简单，以降低通信延时和成本。 满足或部分满足以上特性的传输码型种类很多。 2. 几种常用的传输码型

1）AMI码（传号交替反转码）

编码规则：输入消息码为“1”（传号）时，AMI码交替地变换为“+1”和“-1”；输入信息码为“0”（空号）时，AMI码为“0”。例如：

消息码：0 1 1 0 0 0 0 0 0 0 1 1 0 0 1 1‥‥ AMI码：0 -1 +1 0 0 0 0 0 0 0 -1 +1 0 0 -1 +1‥‥

特点：无直流，且高、低频分量小；编译码简单；具有宏观检错能力（利用传号极性交替这一规律）；以三电平（正、负、零）波形传输。

缺点：长连“0”时难以获取定时信号。 2）HD

码（3阶高密度双极型码）

它是AMI码的一种改进，改进的目的是为了保持AMI码的优点而克服其缺点，使连“0”个数不超过3个。例如：

消息码： 1 0 0 0 0 1 0 0 0 0 1 1 0 0 0 0 0 0 0 0 1 1 HD

码：-1 0 0 0

+1 0 0 0

-1 +1

0 0

0 0

-1 +1

特点：保留了AMI码的优点，且连“0”个数不超过3，有利于定时信息的提取。 应用：A律PCM四次群以下的接口码型为HD3）双相码（Manchester码）

编码规则：“0”→“01”，“1” →“10”。例如： 消息码： 1 1 0 0 1 0 1 双相码： 10 10 01 01 10 01 10

特点：无直流；位定时信息丰富（因为每个码元的中心点都存在电平跳变）；可宏观检错（利用连码个数不超过2这一规律）；以双极性NRZ波形传输。

缺点：占用带宽加倍，使频带利用率降低。

应用：数据终端设备近距离传输，局域网中的传输码型。 4）密勒码（Miller码）

密勒码又称延迟调制码，它是双相码的一种变形。

编码规则：“1”→“10”或“01”（应使相邻信码之间的电平不跳变）；“0” →“00”或“11”（应使两个“0”信码之间的电平跳变）。

特点：二电平，连“0”或连“1”个数不超过4个（两个码元周期） 应用：气象卫星、磁记录和低速基带数传机中。 5）CMI码（传好反转码）

编码规则：“1”→“11”或“00”（交替反转），“0” →“01”。

特点：易于实现；无直流；富含定时信息；不会出现3个以上的连码（这个规律可用来实现宏观检错）。

应用：PCM四次群的接口码型，速率低于8.448Mb/s的光缆传输系统中。

码。

6.1.4 基带传输和码间干扰

1. 数字基带传输

数字基带传输模型如图6-4所示。

图6-4 数字基带传输系统模型

设输入序列｛

｝所对应的数字基带信号为

d(t)??an?(t?nTs) （6.1-5）

???

基带传输系统的总传输特性为 H(?)?GT?(C)单位冲激响应为 h(t)? (6.1-6) ?(GR)?(1?j?tH?(e)d? （6.1-7） ???2πh(t)是单个?(t)作用下，H(?)形成的输出波形。因此在冲激脉冲序列d（t）作用下，接

收滤波器的输出信号为

r(t)?d(t)*h(t)?nR(t)?anh(t?n???? ?nTs)?n（Rt） （6.1-8）式中，

nR(t)是加性噪声n(t)经过接收滤波器后输出的噪声。

在第k个码元的抽样时刻题t?kTs?t0上，抽样判决器对r(t)的抽样值为

r(kTs?t0)?akh(t0)?anh?(k?nk??n)Ts?t0??nR(kTs?t0) （6.1-9）

值的依据；第二项

式中，第一项akh(t0)是第k个接收码元波形的抽样值它是确定

anh(t?n?????nTs)

是除第k个码元以外的其他码元波形在第k个码元抽样时刻上的总和（代数和），它对当前码元ak的判决起着干扰的作用，所以称之为码间串扰值；第三项nR(kTs?t0)是噪声的样值。

2.码间串扰及产生原因

码间串扰（InterSymbol Interference，ISI）是前面码元波形的拖尾蔓延到当前码元的抽样时刻上，从而对当前码元的判决造成干扰，如图6-5所示。原因是由于系统传输总特性（包括收、发滤波器的信道的特性）不理想，导致码元的波形畸变、展宽和拖尾。

为了使基带脉冲传输获得足够小的误码率，必须最大限度地减小ISI和噪声的影响。由于ISI和信道噪声产生的机理不同，所以对这两个问题可分开讨论。首先在不考虑噪声时，研究如何消除ISI；然后在无ISI情况下，研究系统的抗噪声性能。

6.1.5 无ISI的基带传输特性 1.无ISI的条件

由式（6.1-9）可知，若想消除码间串扰，应使

anh?(k?nk??n)Ts?t0??0

由于是随机的，要想通过各项相互抵消使码间干扰为0是不可能的。但是，只要基带传

输系统地冲激响应波形h(t)仅在本码元的抽样时刻上有最大值，并在其他码元的抽样时刻上均为0，则可消除码间串扰。因此，在抽样时刻满足下式

h(kTs)? 式（6.1-10）称为无ISI的时域条件。

（6.1-10） (这里假设延时

)上，

应

t)对应的基带传输总特性H(?)应满足 这时，h(H(???i2?iTs)?Ts ??? （6.1-11） Ts该条件成为奈奎斯特（Nyquist）第一准则（无ISI的频域条件）。它为我们提供了检验一个给定的传输特性H(?)能否消除码间串扰的一种方法。

式（6.1-11）的物理意义是：将H(?)在?轴上以

2?Ts为间隔切开，然后分段沿ω轴平

移到（???,）区间内，将它们进行叠加，其结果应当为一常数（不必一定是TS）这一TsTs过程可以归述为：一个实际的H(?)特性若能等效成一个理想（矩形）低通滤波器，则可实现无码间串扰。

2.无ISI的基带传输特性 1）理想低通系统

理想体统系统的传输特性为H(?) （6.1-12）

sin冲激响应为h(t)??tTs?tTs?Sa(?tTs) （6.1-13）

h(t)在t??kTs(k?0)时具有周期性零点。如图6-6所示，当发送序列以

波特的速率进行传输时，则在抽样时刻t?码元速率传送时，将存在码间串扰。

kTs上不存在码间串扰。若以高于

波特的

（a）传输特性 （b）冲激响应

图6-6 理想低通系统

该系统的带宽为B?12Ts （Hz）-------------------记为无ISI的最高码元速率为

(奈奎斯特带宽)

RB?1Ts?2fN(B) -------------奈奎斯特速率

RB?2(BaudHz) （6.1-14） B无ISI的最高频带利用率为 ??这是在无ISI条件下，基带系统所能达到的极限情况。

但是，理想低通系统不是和实际应用，原因之一是理想矩形特性是不能物理实现的；之二是其冲激响应的尾部衰减较慢（与t成反比），这不利于减小位定时误差的影响。

2）余弦滚降系统

在实际中常采用余弦滚降特性（见示意图6-7），其传输函数为

H(?)?

（6.1-15） 冲激响应为 h(t)?sin?tTs?tTs?cos?tTs1?4atTs222 （6.1-16）

其中，为滚降系数，用于描述滚降程度。它定义为式中，

（6.1-17）

为奈奎斯特带宽；是超出奈奎斯特带宽的扩展量。

图6-7 奇对称的余弦滚降特性

显然，

.对应不同的有不同的滚降特性和冲激响应（图6-8）。根据奈奎斯特

相对应）呈奇对称的振幅特

第一准则，只要H(?)在滚降段中心频率处（与奈奎斯特带宽性，则必然可以实现无码间串扰传输。

（a）传输特性 （b）冲激响应

图6-8 余弦滚降特性示例

滚降带来的好处是：滚降系数越大，代价是系统带宽增大，频带利用率降低。

余弦滚降系统的带宽为B?的拖尾衰减越快，对位定时精度要求越低。

fN?f??(1??)fN(Hz) （6.1-18）

RB2fN2??(BaudHz)（6.1-19） B(1??)fN(1??)无ISI的最高频带利用率为???b???log2M(b(s?Hz)) （6.1-20）

由图6-8或式（6.1-15）可知，特性，这时

可表示为

时，就是理想低通特性；

时，是升余弦频谱

H(?)?其冲激响应为

（6.1-21）

h(t)?sin?tTs?tTs?cosa?tTs1?4tTs22 （6.1-22）

其波形的尾部衰减较快（与成反比），这有利于减小ISI和位定时误差的影响。但这种

系统所占频带是理想低通系统的2倍，因而频带利用率为1Baud/Hz。

3）部分响应系统

部分响应技术是通过有控制的在某些码元的抽样时刻引入码间干扰（在接收端加以消除），从而达到2Baud/Hz的理想频带利用率并使波形尾巴振荡衰减加快的目的。当然，这些优点是以牺牲可靠性为代价的。目前常用的部分响应系统是第I类和第IV类。

第I类部分响应系统如图6-9所示。

（a）原理图

（b）实际系统组成框图

图6-9

相关编码的作用是为了形成预期的响应波形和频谱结构，是系统的频带利用率达到2B/Hz，且系统时间相应衰减快，降低对定时精度的要求。

相关编码过程中人为地引入了码间串扰，使当前码元只对下一个码元产生码间串扰（第I类）。这一有规律的码间串扰可通过预编码和模2判决来消除。

预编码的作用是为了避免因相关编码而引起的“差错传播”现象，先将输入信码换成相对码

。

因此，整个上述处理过程可概括为“预编码-相关编码-模2判决”过程。

其中，预编码公式为bk?ak?bk?1相关编辑码公式为 Ck?bk?bk?1转

?模2加? （6.1-23） ?算数加? （6.1-24）

在接收端对Ck作模2判决，便可恢复ak，即

?Ck?mod2??bk?bk?1?mod2?bk?bk?1?ak （6.1-25）

注意：以上式中ak和bk的进制数L=2。若L>2，则需将“模2加”改为“模L加”，“模2判决”改为“模L判决”。

第Ⅳ类部分响应系统如图6-10所示，有图可见，当前码元只对后面第二个码元产生码间串扰。 发 十 bk 相减 ck 模2判决 收 ? ak2T 预编码 2T 相关编码 抽样脉冲 判决信息 （a） 发 十相减 T 抽样判决 （b） 发送滤波 信道 接收滤波 模2判收? ak ak 图6-10 第Ⅳ类部分响应系统组成框图 当L=2是，预编码公式为

bk?ak?bk?2 （6.1-26）

相关编辑码公式为 Ck?bk?bk?2 （6.1-27） 在Ck作模2判决以恢复ak，即

?C?kmod2??bk?bk?2?mod2?bk?bk?2?ak （6.1-28）

应当指出，预期的部分响应波形和频谱结构是由相关编码器、发送滤波器、信道和接收

滤波器共同产生的。这意味着，如果相关编码器输出为?脉冲序列，则发送滤波器、信道和接收滤波器应为理想低通特性。

部分响应系统的缺点是，当输入数据为L进制时，相关编码电平数要超过L。如第Ⅰ、Ⅳ类部分响应信号的电平数为（2L-1）。因此，部分响应系统的抗噪声性能变差。 6.1.6 无ISI基带系统的抗噪声性能

研究任务：在不考虑ISI条件下，研究由信道噪声n?t?引起的误码率。

在图6-5所示的基带传输系统模型中，设信道加性噪声n?t?是均值为0、双边功率谱密度为n02的平稳高斯白噪声，由于接收滤波器是一个线性网络，故判决电平输入噪声nR?t?也是均值为0的平稳高斯噪声，且它的功率谱密度Pn?f?为 Pn?f??n02GR?f? （6.1-29） 2方差（均值为0时，即为噪声平均功率）为 ???2nn02GR?f?df （6.1-30） ??2?因此，nR?t?的一维概率密度为 f?V??12??ne?V?V22?2n （6.1-31） 式中，V表示噪声的瞬时取值nR?kTS?。 1. 二进制双极性基带系统 设双极性信号在抽样时刻的电平取值为+A或-A（分别对应信码“1”或“0”），则信号加噪声的混合抽样值为 1”时?A?nR?kTs?发送“x?kTs??? ?-A?nR?kTs?发送“0”时 （6.1-32） 根据式（6.1-31）不难写出x的一维概率密度函数 f1?x????x?A?2?? （6.1-33） exp??2?2?n?2??n??11??x?A?2?? （6.1-34） f0?x??exp??2?2?n?2??n??相应的曲线如图6-11所示。

图6-11 x的概率密度曲线 设判决门限电平为Vd，则发“1”错判为“0”的概率为 P?01??P?x?Vd??? Vd??f1?x?dx??Vd????x?A?2exp??2?2?n2??n?1?V?A??11??dx??erf?d???22??2?n? （6.1-35） 发“0”错判为“1”的概率为 P?10??P?x?Vd???f0?x?dx??Vd??Vd??x?A?2exp??2?2?2??nn?1?V?A??11? ?dx??erf?d???22??2?n?（6.1-36） 若信源发送“1”码的概率为P?1?，发送“0”的概率为P?0?，则二进制基带传输系统的总误码率为

Pe?P?1?P?01??P?0?P?10? （6.1-37）

2?Pe?nP?0??令 （6.1-38） ?0 ，可求得最佳门限电平 Vd?ln?Vd2AP?1?若P?1??P?0??12，则有 Vd??0 （6.1-39） 这时，双极性基带系统误码率为 Pe??A?1? （6.1-40） erf?c??2?2?n?2. 二进制单极性基带系统

设单极性信号在抽样时刻的电平取值为+A或0（分别对应信码“1”或“0”），则只需将图6-12中f0?x?曲线的分布中由-A移到0即可。这时式（6.1-38）、式（6.1-39）和式（6.1-40）变为

2A?nP?0? （6.1-41） V??ln22AP?1??d

若P?1??P?0??12，则有 Vd??A （6.1-42） 2?A1Pe?erfc??22?2n?讨论：（1）比值A?n越大，Pe就越小。

?? （6.1-43） ??（2）比值A?n一定时，双极性基带系统的误码率比单极性的低，因此抗噪声性能更好。 （3）等概时，双极性的最佳判决门限电平为0，与信号幅度无关，因而不受信道特性变化的影响;而单极性的最佳判决门限电平为A2，易受信道特性变化的影响，从而导致误码率增大。

6.1.7 眼图和均衡 1.眼图

眼图是一种估计和调整系统性能的实验手段。 1） 观察方法

用一个示波器跨接在抽样判决器的输入端，然后调整示波器水平扫描周期，使其与接收码元的周期同步，此时可以从示波器显示的图形上，观察码间干扰和信道噪声等因素影响的情况。 2） 定性评价

若“眼睛”线迹细而清晰，且张开度越大，系统性能越好；反之，系统性能越差。 3）眼图模型

一个二进制双极性系统的眼图模型如图6-12所示。由该图可以获得以下信息： （1） 最佳抽样时刻是系统的眼图模型张开最大的时刻。

（2） 定时误差灵敏度是眼图斜边的斜率。斜率越大，对位定时误差越敏感。 （3） 抽样失真反映了抽样时刻上信号受噪声干扰的畸变程度。 （4） 判决门限电平是图中央横轴位置。

（5） 抽样时刻上，上下两阴影区的间隔距离之半为噪声容限，若噪声瞬时值超过它就可

能发生错判。

（6） 过零点失真，对于利用信号零交点的平均位置来提取定时信息的接收系统有很大影

响。

图6-12 眼图的模型

2均衡

实际的基带传输系统中总会存在ISI。为了减少ISI的影响，通常需要在系统中插入一种可调滤波器（均衡器）来校正或补偿系统特性，以改善系统性能。 均衡可分为频域均衡和时域均衡。前者是校正信道或系统的频率特性（幅频和相频特性）；后着是直接校正有ISI的响应波形。 1） 时域均衡原理

如图6-13所示，当实际的H?w?不满足奈奎斯特第一准则时，就会形成有ISI的响应波形x?t?，若直接对x?t?进行抽样判决，必然会导致误码率增大。若在抽样判决器之前插入一个均衡器T???，并使包括T???在内的总特性H??T???H???满足奈奎斯特第一准则，则其形成的响应波形y?t?在抽样时刻上无（或减少）ISI。

H??? x?t? T??? y?t? 抽样 判决器 H???? 图6-13 时域均衡原理 一个物理可实现的有限长的的均衡器如图6-14所示，其单位冲激响应为e?t?，即

e?t??i??N?C??t?iT? （6.1-44）

isN

x?t? 来自接收滤波器 TS TS TS TS TS TS CN

C?N CN?2 （a）

图6-14 有限长横向滤波器及其输入和输出波形

CN?1 y?t?

由于该均衡器有多个横向排列的迟延单元和2N+1个抽头系数Ci组成的，因此称为横向滤波器。它的功能是（利用它产生的无线多个响应之和）将输入端抽样时刻上有ISI的响应波形x?t?均衡成ISI很小的响应波形y?t?。 均衡后的输出波形为 y?t??x?t??e?t??于是，在抽样时刻kTs?t0有

i??N?Cx?t?iT? （6.1-45）

isNy?kTs?t0??i??N?Cx?kTiNNs?t0?iTs??i??N?Cx??k?i?TiNs?t0?

或者简写为 yk?i??N?Cxik?i

（6.1-46）

式（6.1-46）表明，均衡器在第k个抽样时刻上得到的样值yk将有2N+1个抽头系数Ci与xk?i乘积之和来确定。显然，其中除yk都属于波形失真引起的码间串扰。 2） 均衡效果与实现

均衡的效果可用峰值失真准则和均方式真准则来衡量。

1（1）峰值失真准则 D?y0k???k?0?y?k （6.1-47）式中，yk是单脉

冲响应的抽样值，其中除y0都属于波形失真引起的码间串扰。显然，D值越小，均衡效果越好。

在输入序列xk给定时，如果按下列

?0yk???11?k?Nk?0 （6.1-48）

?N??Cixk?1?0k??1,?2,?3??N?i??N?即 ?NCix?i?1k?0???i??N （6.1-49）

2N+1个联立方程组调整或设计各抽头系数Ci，可迫使均衡器输出的个抽样值

yk?k?N,k?0?为零。这种调整叫做“迫零”调整，所设计的均衡器称为迫零均衡器（如

预置式自动均衡器）。此时，D有最小值，均衡效果达到最佳。

（2）均方失真准则 e?21y02k????yk? （6.1-50）

2?2均方误差定义为 e2?E?yk?ak?

当ak是随机数据序列时，使e最小化与均方失真最小化是一致的。按最小均方误差准则可构成自适应均衡器。注意，自适应均衡器的输出波形不再是单脉冲响应，而是实际的数据

信号。

6.2难点 疑点

1. 1B1T码和1B2B码

（1）1B1T码是指把每位二进制信码→1位伪三元码，如AMI码、HDB3码、PST码。 （2）1B2B码是指把每位二进制信码→2位二进制码，如双向码、Miller码、CMI码。 2.无ISI的最高传码率的求法

方法1：有给定的基带传输特性H?w?→等效成最宽的矩形门（理想LPF）→系统无码串的最高码率RBmax=双边普的门宽值。

方法2：由H?w?找出滚降段的中心频率，即奈奎斯特宽带fN→系统无码串的最高传码率RBmax?2fN。与方法1的实质一样。 3．验证能否实现无ISI传输的方法

方法1：当实际传输速率RB小于（必须是整数倍）或等于RBmax（基带系统无ISI的最高传码率）时，即满足 RBmax?nRB2n?1,2,3?

时，表示以实际速率RB进行数据传输，将满足抽样点上无码间串扰的条件。

方法2：将实际传输速率RB代入奈奎斯特第一准则（无ISI的频域条件），若仍能使H?w?等效成一个理想（矩形）低通滤波器， 则可实现无ISI传输。 值得提醒的是，奈奎斯特第一准则，即

?2?i???H??????CTis?????Ts

所对应的无ISI的最高传码率RBmax?的总特性H?w?应满足

12波特。若实际传输速率为RB?，则基带系统TsTs?4?i???H??????CTis????2? Ts方法3：用无ISI的时域条件来验证。这种方法最麻烦，故不再叙述。

6.3 重点·考点

1.概念

数字基带系统原理框图（会话）；单/双、单归零/双归零、差分、多电平的波形（会话）和主要特点；选码原则；AMI码、HD

码、双相码、CMI码的编/译、对应基带波形和

主要特点；码间干扰及其产生原因；观察眼图的方法，眼图模型的6个指标；部分响应技术解决的问题。

2.计算

无ISI的时/频域条件，理想低通传输系统的奈奎斯特带宽和频率利用率；余弦滚降系统的滚降系数、传码率、带宽和频带利用率；有无ISI的验证；二进制单/双极性系统的最佳判决门限和误码率；第I类和第IV类部分响应系统的预编码、相关编码和模L判决；均衡前、后的峰值失真，追零均衡器（3抽头）的抽头系数，均衡效果的评价准则。

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