电动汽车充电桩设计 毕业论文

湘潭大学毕业设计

文档汇编

题 目：电动汽车充电桩设计学 院：兴湘学院专 业：自动化学 号：姓 名：指导教师：完成日期：

2016年5月

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目录

一、毕业设计说明书(论文) 二、毕业设计开题报告 三、毕业设计中期检查及评语 四、学生答辩记录表 五、文献翻译

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湘潭大学兴湘学院 题 目：电动汽车充电桩设计 毕业设计说明书

学 院：兴湘学院 专 业：自动化 学 号： 姓 名： 指导教师：

完成日期： 2016年5月

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湘潭大学

毕业设计任务书

设计题目：电动汽车充电桩设计

学号：姓名：专业：自动化 指导教师： 系主任： 一、主要内容及基本要求

主要内容：设计基于DC/DC功率变换器的充放电控制系统的电动汽车充电桩，主要工作包括PWM整流逆变器的设计及其调制策略，控制策略；双向DC/DC变换器的主拓扑选型，实现系统对蓄电池先恒流再恒压的充电及恒流放电控制策略；建立实验仿真模型，对充电系统及其控制策略进行验证。 基本要求：（1） 掌握电动汽车充电桩设计的总体方案

（2） 掌握整流逆变器的工作原理，研究其调制策略控制策略 （3） 掌握双向DC/DC功率变换器的工作原理，研究其控制策略 （4） 学会建立适用于电动汽车充电电池的电池模型

（5） 实现系统对电池先恒流再恒压的充电模式及恒流放电模式 （6） 建立系统的仿真模型，对充电系统及控制策略进行验证

二、重点研究的问题

（1） 整流逆变器的工作原理及其调制策略控制策略 （2） 双向DC/DC功率变换器的工作原理，研究其控制策略 （3） 系统对电池先恒流再恒压的充电模式及恒流放电模式

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三、进度安排 序号 1 2 3 4 5 6 7 各阶段完成的内容 查阅资料、工作条件准备 理解基本原理和设计方法 仿真模型搭建和调试 中期检查 系统改进和撰写毕业设计说明书 修改毕业设计说明书 答辩 完成时间 2016.1.16之前 2016.1.17~2016.3.14 2016.3.15~2016.4.21 2016.4.21 2016.4.22~2016.5.10 2016.5.11~2016.5.20 2016.5.21 四、应收集的资料及主要参考文献

[1]李俄收，吴文民.电动汽车蓄电池充电对电力系统的影响及对策.华东电力2010 [2]李瑞生，周逢权，李献伟.潮流控制的电动汽车智能化充电站.电力系统保护与控制，2010 [3]夏德建.电动汽车研究综述.能源技术经济，2010

[4]李晓华，钱虹.新能源汽车行业技术瓶颈及发展趋势.电源技术，2011 [5]袁琦.可再生能源发电中的储能技术.电力电容器与无功补偿，2009 [6]宋晓芳，薛峰，李威等.智能电网前沿技术综述.电力系统通信，2010 [7]寇凌峰.区域电动汽车充电站规划的模型与算法.现代电力，2010 [8]李瑾.智能电网与电动汽车双向互动技术综述.供用电技术，2010

[9]李立理，周原冰.我国发展电动汽车充电基础设施若干问题分析.能源技术经济，2011 [10 ]鲁莽，周小兵，张维.国内外电动汽车充电设施发展状况研究.华中电力，2010 [11」刘刚，胡四全，姚为正.电池储能系统双向PCS的研制.电力电子技术，2010 [12]王兆安，黄俊.电力电子技术.北京:机械工业出版社，2002 [13]张崇巍，张兴.PWM整流器及其控制.北京:机械工业出版社，2003

[14 ]伍小杰，乔树通.三相电压型PWM整流器控制技术综述.电机工程学报，2005 [15]王英，陈辉明.三相PWM整流器新型相位幅值控制.中国电机工程学报，2003 [17]唐杰，邹爱，李胜刚.逆变器用SPWM波形发生器的设计.控制技术，2010

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电动汽车充电桩设计

摘要：电动汽车交流充电桩是电动汽车充电设备中最常见的基础设施之一，也是电动汽

车实现产业化与市场化的重要前提。

本文首先详细介绍了电动汽车充电桩技术，并对其功能做了详细的分析，根据电动汽车充电站的特殊要求，选择了电动汽车充电装置的主电路拓扑。分别推导PWM变流器电路和双向半桥变换器的数学模型，对变流器传统控制方法和空间矢量控制方法做了对比仿真，通过仿真结果分析证明了SVPWM具有更好的控制性能，在开关频率较低情况下可以得到良好的波形。其次建立电动汽车充电装置仿真模型，对蓄电池充电、放电做了仿真研究。结果表明电动汽车充电装置可以实现在电网不稳定时向网侧提供能量，并且在充电过程中注入电网电流为正弦波相位与电网电压相同，放电时候过程中网侧电流正弦相位与电网电压相差180，直流母线电压波动小，系统动态性能好、能够实现单位功率因数校正。

搭建了实验仿真系统，对控制策略进行验证。仿真分析和实验结果验证了电动汽车充电桩可以实现单位功率因数校正、滤除谐波污染，并能够实现能量双向流动提高了电网的稳定性。

关键词:PWM变流器;双向半桥变换器;空间矢量控制;功率因数校正

I

Design of charging pile for electric vehicle

Abstract：Electric

vehicle ACcharging pile is one of the most common

infrastructure of electric vehicle charging equipment, and it is also an important prerequisite for the realization of industrialization and marketization of electric vehicles.

Firstly, this article describes Electric vehicle charging pile technology, andanalyses its function in detail. It selects electric vehicle charging machine maincircuit topology according to the special requirements of electric vehiclechargingstations.Then,the mathematical

model

of

PWM

converter

andhalf-bridge

converter

are

deducedrespectively. Comparing the traditional controlmethods and SVPWM in simulation, the results confirms that the control performance of the SVPWMis better..Secondly, this article also establishes theelectric vehicle charging machine simulation model, then the charging and discharging simulation are completed. The results can prove that the electricvehicle charging machine can provide energy to grid when the grid is unstable. The current injected into the grid is a sine wave and its phase issynchronized with the grid voltage when the charging station is in charging mode. While the current is also a sine wave and its phase with a difference of 180 withthe grid voltage when the charging station is in discharging mode, its DC busvoltage fluctuations is small, and system dynamic performance is good,meanwhile it can achieve unity power factor correction. Finally,simulationsystemexperiment

platform

is

built,validatingthe

controlstrategy.Simulation analysis and experimental results certify that electric vehicle charging machine not only can own factor correction and eliminate harmonics, but also can achieve bidirectionalflow of energy, it improves the stability of grid. Keywords: PWM converter; Bidirectional half-bridge converter; SVPWM; PFC

II

第一章绪论

1.1课题研究背景及其意义

随着不可再生能源的不断消耗，即将到来的能源危机迫使各国更加重视新 能源的开发。作为一个国家经济发展重要支柱的汽车产业一直是一个高能源消 耗产业。现在越来越多的人拥有家用汽车，可以预见在将来人们对石油资源的 需求将会越来越大。节能与新能源汽车是汽车产业解决能源问题的重要突破口， 将成为拉动国内经济增长的一个新兴产业。我国目前己经是世界第一的汽车产 销国，今后一端时间内汽车需求量仍将继续保持增长的势头，由此带来的能源 问题将更加严重，汽车产业急需升级和转型来应对此问题。所以大力发展节能 与新能源汽车，既是有效化解能源危机的重要手段，也是缩短我国与发达国家 在汽车产业上的差距，实现国内汽车自主创新的重要举措。

要真正实现电动汽车的大面积普及和使用，我国还有很长的路要走，要解 决的问题还有很多。2012年4月国家发发布了《节能与新能源汽车产业发展规 划(2012一2020年)》,规划指出今后将以纯电动汽车作为主要的战略取向,其主 要任务包括了积极推进充电设施建设，因地制宜建设慢速充电桩、公共快速充 换电设施。与传统的充电站相比，电动汽车充电桩占地面积很少，路边只需要1平方的空地就能建设一个充电桩，成本很低，很适合在城市中的超市、停车场、住宅小区等车辆密集停放的区域建设。

近几年来国家出台了一系列电动汽车方面的优惠政策和措施推动了电动汽 车及其配套基础充电设施的飞速发展。

(1)2001年“十五”863计划电动汽车重大科技专项[3]; (2)2006年“十一五”863计划节能与新能源汽车重大项目;

(3)2009年1月“十城千辆节能与新能源汽车示范推广应用工程”，对试 点城市新能源汽车补贴，促进试点城市充电基础设施建设;

(4)2012年《电动汽车科技发展“十二五”专项规划》[5]，促进能源供 给基础设施平台建设;

(5)2012年《节能与新能源汽车产业发展规划(2012一2020年)》，积 极推进充电设施建设，因地制宜建设电动汽车充电桩设施。

从国家出台的各项措施可以看出国家发展新能源汽车决心之大，可以预见

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一旦电动汽车生产达到预期目标，配套的充电设施将有很大的需求量。所以本课题所研制的电动汽车充电桩作为充电基础设施的一部分对于推进电动汽车的普及具有重要的意义。

1.2充电系统国内外研究现状

1.2.1国外研究现状

近年来从产品和技术两个层面上讲，国外的充电系统都取得了较好的进展:①充电产品随着控制技术、人工智能等先进技术的发展，摆脱了单一型，朝着多功能、更安全智能的方向发展;②现场工业总线技术，如CAN, RS485, LIN总线的发展使得监控系统的通信手段多样化、高速化、安全化。法国多用核能和水力发电，其发电能力充足，据统计法国总发电量的四分之三来自核电站，六分之一来自水电站，因而其发电源干净、电价便宜，汽车工业发达，因而是世界上最早研制和推广电动汽车的国家之一。法国政府协同EDF(法国电力)公司，并与PSA公司、Renault(雷诺)汽车公司等多家公司合作，开发电动汽车。在LaRocheHe(拉罗切里市)投资生产了小型4座电动汽车50辆，并建造了12座(包括3座快速和9座普通)充电站，目前己经投入使用并进行了超过2年的试验。口本的新能源汽车也一直处于世界领先水平，东京电力公司己宣布其成功研发出大型快速充电器，该充电器大大缩短了充电时间，这对口本电动汽车普及提供了较大的可能性。就充电桩的设计和控制为主的充电设施的建设，美国的First Solar公司最早在加州的高速上建造了5座快速充电桩，能够在240V/ 70A条件下，于3. 5小时内完成对电动汽车的充电。 1.2.2国内研究现状

由于技术发展的限制，我国进入电动汽车充电技术的研究领域晚于国外，但是近年来得益于相关的扶持政策，以及高校、科研机构和企业在相关领域的合作，目前电动汽车充电技术己取得了一定的突破，电动汽车充电设施建设也呈现良好发展势头。深圳的比亚迪公司在2006年建立了电动汽车研究所，在其厂区内还建设了一些电动汽车快速充电站和充电桩。

不得不提的是，2008年北京奥运村运行的纯电动公交车，该公交车的充电控制系统具有自主知识产权，其能源补给的方式是快速更换充电电池。该充电站到目前为止仍是世界第一的规模。2009年12月底，深圳两座电动汽车充电站，134个充电桩正式投入使用，这是由南方电网在深圳投资建设的首批充电设施;2010年3月份，唐山的南湖电动汽车充电站也正式地投入了商业运营，这是

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由华北电网建设的第一座典型大型电动汽车充电站。为加快电动汽车推广的进程，在地方政府的大力支持下，我国各地纷纷建立了电动车充电站。自2010年起，己有多个省市开始建造充电站，包括了上海、北京、浙江、湖北、河南、重庆等。北京交通大学研发的30kw大功率单体充电机，比较有代表性，该技术较为成熟，可三台并用，其输出电压为可调300V-500V，并可选择多种充电模式。同时，包括很多国内高校在内的研究机构在电动汽车充电监控领域正进行着较多的科研工作。我国2012年前陆续建设了包括36200个快速充电桩和7400个慢速充电桩，充电桩加快发展。在“十五”计划期间，为实现能源安全、改善大气环境，国家制定了跨越式发展的战略并设立了“电动汽车重大科技专项”，集中了企业、高校、科研院所的力量进行攻关，把电动汽车的产业化技术平台作为重点研究工作，并在一些关键技术上取得了较好地进展。

1.3研究主要方案简介

如图1-1它是基于V2G技术的整体充电框图，主要包括PWM整流部分、DC/DC充放电部分及电池组。从网侧直接引交流电经整流装置转换为直流电，再经DC/DC变换装置给电池组充放电。

图1-1

可逆PWM整流部分选用的是三相电压型PWM整流器，即可作电动汽车的充电电源，又可作电动汽车的放电负载，且在电池的充放电过程中，可实现单位功率因数，电能双向流动，低谐波污染等;充放电部分采用的是双向半桥DC/DC变换器，运用其独特的升降压功能，自动调节降压充电和升压放电的转换，采用脉冲快速充电技术，消除电池的极化现象，缩短充电时间，延长使用周期。

3

降低对电网的谐波污染;并采用馈能放电，将蓄电池电能回馈到电网，节省电能。三相电压型PWM整流器是本系统研究的基础，担负着为蓄电池充电时提供直流电源及放电时向电网馈电的功能。本章给出了三相电压型PWM整流器的基本原理及建模仿真。

3.1 PWM整流器基本原理概论

PWM整流器是一个可工作在四象限的、交流侧和直流侧全控型的电流变换装置。首先通过PWM整流器的模型电路来阐述其基本原理。

图3-1

图3-1为PWM变流器模型电路。PWM变流器模型电路由主要由三部分构成: 交流网络、桥式功率开关管电路以及直流网络。其中交流网络可以等效为交流电动势E和网侧电感L的串联;直流网络可以等效为负载电阻RL和负载电动势eL串联;桥式功率开关管电路可以是电压型桥路也可以使电流型桥路。 忽略功率开关管桥路的损耗，根据交流侧和直流侧功率平衡关系可得3.1式

（3-1）

式中:

V , I 一交流侧电压、电流; Vdc, ldc一直流侧电压、电流。

由式(3.1)可知:模型电路的的交，直流两侧相互制约。下面通过分析模型电路的交流侧电压电流来研究PWM变流器的运行原理。为简化分析，忽略PWM的谐波分量，只考虑基波，稳态运行时，PWM交流侧电压电流矢量关系如图3.2所示。

以E为参考矢量，控制V，可实现四象限运行。如

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不变，则

也不变，V的运行轨迹便成了以为半径的圆。在V分别抵达A, B, C, D四

个特殊点时，PWM整流器分别呈现纯电感特性、正电阻特性、纯电容特性和负电阻特性。

A)纯电感特性运行 B)正电阻特性运行 C)纯电容特性运行 D)负电阻特性运行

图3.2PWM变流器交流侧稳态矢量关系图

E一交流电网电动势矢量 V一交流侧电压矢量 VL-交流侧电感电压矢量 I一交流侧电流矢量

对PWM整流器在四个特殊点间的运行规律详细分析如下:

1.电压矢量v端点在圆轨迹弧AB上运动时，PWM整流器运行于整流状态。此时，电网的有功和感性无功注入到PWM整流器，电能从电网经过PWM整流器输送到直流负载。注意，当PWM运行在B点时，是单位功率因数的整流控制;在A点运行时，电网中只有感性无功注入PWM整流器，此时有功功率不会注入PWM整流器。

2.当电压矢量v端点在圆轨迹弧Bc上运动时，PWM整流器运行于整流状态。此时，PWM整流器需从电网吸收有功及容性无功功率，电能将通过PWM整流器由电网传输至直流负载。当PWM整流器运行至C点时，PWM整流器将不从电网吸收有功功率，而只从电网吸收容性无功功率。

3.当电压矢量V端点在圆轨迹弧CD上运动时，PWM整流器运行于有源逆变状态。此时，PWM整流器需向电网传输有功及容性无功功率，电能将从PWM整流器直流侧传输至电网。当PWM整流器运行至D点时，便可实现单位功率因数有源逆变控制。

4.当电压矢量V端点在圆轨迹弧DA上运动时，PWM整流器运行于有源逆变状态。此时，PWM整流器向电网传输有功及感性无功功率，电能将从PWM整流器直流侧传输至电网。

根据上述分析，实现PWM整流器四象限工作的条件是对网侧电流进行控制。 一种方式是控制PWM整流器的交流侧的电压来对它的网侧电流进行间接控制;另

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一种方式是通过网侧电流的闭环控制来对PWM整流器的网侧电流进行直接控制。

3.2可逆充放电装置中PWM整流器的选择

3.2.1 PWM整流器的分类

随着PWM整流器的技术发展，己经设计出多种PWM整流器，其分类如下[32]:

PWM整流器的分类方式很多，最基本的分类方法就是将PWM整流器分成电压型、电流型，这是由于电压型和电流型PWM整流器均有其独特的特性，所有其他的PWM整流器都可以归类成这两类整流器。

3.2.2 PWM整流器的选择

电压型PWM变流器的直流脉动比电流型变流器的小，且电压型PWM变流 器的输入电流连续可控。通过可逆充放电装置，蓄电池中储存的电量在用电高峰 期可以释放出来逆变上网，而传统的二极管整流器的能量只能单向流动。在PWM 变流器构成的可逆充放电装置中，如果选择的合适的控制策略，直流侧电容的电 容量会大大减小，从而保障了装置的可靠运行。本课题选用的是三相全桥PWM 整流器。

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3.3三相PWM变流器的工作原理

如图3.3所示为三相全桥PWM整流器主电路的拓扑结构图。图3.3中，ea , eb ,ec表示网侧的三相电源电压。三相PWM整流器的功率开关管损耗、交流滤 波电感寄生电阻用R表示。交流电源内部电感用L表示，网侧电感L保证了三相 PWM整流器的正常运行。随着网侧电感值L的增大，电流的高次谐波含量将减少， 但网侧电感值L过大又会降低系统的动态响应速度。所以，选择合适的电感值对 系统的稳定尤为重要。在直流侧加电容C是为了滤除直流电压的脉动分量，确保 整流器能够正常运行。随着电容C取值的增大，直流侧电压的谐波含量将减小， 抗干扰能力也将增强，但是系统的响应速度会随之减慢。因此直流侧电容的取值 也至关重要。网侧电感L和直流侧电容C的选取将在第五章中重点介绍。直流侧 电压eL和电阻是蓄电池的等效模型。

整流桥由3个桥臂组成，每个桥臂是由两个全控型功率器件IGBT反并联两 个二极管构成。其中二极管是在功率开关管IGBT截止时起续流作用的，从而实 现了电流的双向流动。

图3.3三相电压型PWM整流器拓扑结构图

三相电压型PWM整流器具备两种不同的开关状态。本文详细介绍了基于单极性二值逻辑开关函数Sk (k = a, b, c)的开关状态函数，开关函数定义为2.2: 1一上桥臂导通，下桥臂断开

0一下桥臂导通，上桥臂断开 (k=a, b, c) (2.2)

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则三相PWM整流器共有= 8种开关状态(000-111)，其中(001-110)为6

个非零矢量，V0(000) ,V7(111)为两个零矢量。利用空间电压矢量来描述三相桥的开关状态，如图3.4所示，空间被6个非零电压矢量划分成6个扇区。

图3.4三相VSR空间电压矢量分布

如图3.5，假定电源是理想的三相正弦波电压。单位功率因数控制时，若

则

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图3.5三相对称电源电压

由图3.5可知，每隔60度就会有一相电流改变极性。根据三相电流Ia, Ib ,Ic的零点位置可以把一个周期分成6个区间，分别用数字“一～六”标识。电流极性的变化反映了主电流的换流模式。图3.4中的矢量按V4→V6→V2→V3→V1→V5→V4旋转一圈，对应时间轴上的三相调制波变化一周。每个区间还包含有零矢量V0和V7。

本节着重介绍

区间内主电路中电流的变换方式，为了简化分析过程，

区间内，ua>0, ub<0, uc<0,

忽略上下桥臂死区。从图3.5中可以看出，在

在单位功率因数工作模式下，有la >0, Ib<0, lc<0，在一个PWM斩波周期内对应的矢量分配分别是v0(ooo), v4(1oo), v6(110)}, v7(111),图3.6详细描述了PWM整流器换流过程中开关管的状态:其中图3.6(a)表示矢量Vo (000)的换流模式，此时，三相桥的下半桥臂导通，电流极性决定此时处于导通状态的器件为VT4 ,VD6, VD2(粗线代表电流路径)，此时桥臂电流流入端的线电压“uab = ubc = uca = 0图3.6（b)表示矢量V4 (100)的换流模式，a相上桥臂导通，b, c两相则是下桥臂处于导通状态，电流极性决定此时处于导通状态的器件为VD1,VD6,VD2，此时桥臂电流流入端的线电压“uab= ud , ubc = 0 , uca=-ud“,图3.6(c)表示矢量V6(110)的换流模式，a,b两相上桥臂导通，c相则是下桥臂处于导通状态，电流极性决定此时处于导通状态的器件为VD1,T3 ,VD2，此时桥臂电流流入端的线电压“uab=0,ubc = ud,uca=-ud。图3.6(d)表示矢量V7(111)的换流模式，电流极性决定此时处于导通状态的器件为VD1,VT3 ,VT5。其它各区间如

等的换流方式依此类似。

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图3.6 0一?/6区工作模式

3.4三相PWM整流器的数学模型

3.4.1三相VSR一般数学模型

三相PWM整流器的一般数学模型是指利用基尔霍夫电压和电流定律，在三 相静止坐标系(a, b, c)中，对PWM建立的一般数学描述。 基于下述假设，建立三相PWM整流器一般数学模型。 (1)电网电压:三相对称的纯正弦波(ea , eb , ec ); (2)网侧滤波电感L:呈线性变化，不考虑饱和状态;

(3)用电阻R来表示IGBT与交流侧滤波电感的等效电阻之和; (4)电阻Rdc串联直流电动势eL来等效直流侧负载。

采用KVL建立三相电压型PWM整流器a相回路方程:

(3-5)

当S1导通而S2关断时，Sa =1，且VaN =Vdc，当S2导通而S1关断时，Sa=0，且VaN=0。，由于VaN = Vdc.Sa，上式可改成(3.6)式:

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(3-6)

同理可得b相、c相方程如下:

(3-7)

(3-8)

假设系统是三相对称的，所以有3.9式:

(3-9)

可得

(3-10)

直流电流Idc可描述为3.11式:

(3-11)

对直流侧电容正极节点应用KCL可得:

(3-12)

由此可得出采用单极性二值逻辑开关函数描述的三相电压型PWM整流器的 一般数学模型，如下式：

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2.4.2两相静止坐标系下的数学模型

三相静止坐标系下数学模型中，各坐标系间存在藕合，因此可将三相静止坐 标转化成两相静止垂直坐标系。两相垂直坐标系与三相静止坐标系之间的关系图 如下图3.7。

一般用等量坐标变换进行是矢量分解，等量坐标变换就是坐标变换后坐标系 中的通用矢量应当与变换前通用矢量相等。若通用矢量为X，设Xα,Xβ为X在α,β轴上的投影，Xa,Xb,Xc为X在a, b,c轴上的投影，则可以得到 3.13式:

(3-13)

图3.7三相静止坐标与两相静止坐标之间的关系

将3.13式带入三相电压源PWM整流器的一般数学模型中，可得三相电压源 PWM整流器两相静止坐标系下的数学模型:

(3-14)

2.4.3基于旋转坐标的数学模型

三相静止坐标系中的一般数学模型中交流侧均为时变交流量，这不利于控制

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系统的设计。为简化控制系统设计，一般通过坐标变换将三相对称静止坐标系 (a, b, c)转换为以电网基波频率同步旋转的(d,q )坐标系，这样同步旋转坐标系中的直流变量将代替三相对称静止坐标系中的基波正弦变量。

图3.8三相静止坐标与两相旋转坐标之间的关系

三相静止坐标系和两相选择坐标系的关系如图3.8所示。图中三相电压空间 矢量为E，三相电流空间矢量为I。根据瞬时无功功率理论，E矢量与d轴坐标系重合，q轴滞后d轴90度，并且三者以口旋转。定义有功电流为电流d轴分量，无功分量为q轴电流分量。当d轴在初始条件下与a轴重合，则上述变换关系可用下面矩阵描述。

由式3.14可得到在两相旋转坐标系下电压、电流以及开关函数如下:

（3-15）

23

（3-16）

（3-17）

将上式带入三相VSR一般数学模型中，可得到PWM整流器在d, q坐标系的低频状态方程，如下式3.18：

（3-18）

由2.8图坐标位置关系可以看出eq=0可见，在((a, b, c)三相静止坐标系下的数学模型经过((d，q ）变换到旋转坐标下后，虽然各个坐标之间仍然存在相互藕合，但是在同步旋转坐标系来观察，其数学模型的各个参量转化为直流量，这样就有利于三相PWM整流电路的分析及控制系统的设计。

3.5三相PWM整流器的控制策略

PWM整流器有两个控制目标:一个是稳定直流侧电压;另一个是当交流侧的功率因数可控时，实现正弦波电流控制。根据直流侧电压随着交流侧电流的动态性能变化而变化这一特性，我们把整流器控制方式分成两类:间接电流控制、直接电流控制。 2.5.1间接电流控制

间接电流控制是通过控制PWM整流器网侧电压的幅值和相位来控制输入整

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流器的电流和电压保持同相位，使得其功率因数为1，因此间接电流控制又被称 为幅相控制。如图3.9所示为间接电流控制的系统结构图。控制系统采用直流侧 电压闭环控制。给定一个直流电压值Ud*，把它与实际的直流电压值Ud进行比较，并将其结果送到PI调节器，id即为PI调节器中输出的直流电流指令信号，id与PWM整流器的网侧输入电流幅值成正比例关系。稳态运行时，Ud*=Ud，PI调节器为零输入，PI调节器的输出Id则与整流器的输入电流以及负载电流的幅值对应。当负载电流增大时，直流侧电容C放电使直流电压Ud下降，PI调节器输入端出现正偏差，使其输出id增大，整流器交流侧的输入电流会随着id的增大而增大，同时，直流侧电压Ud将会随之回升。当系统恢复到稳态时，Ud*=Ud，PI调节器的输入又变成零，id对应较大的负载电流和交流侧输入电流，将稳定在一个新的值，此时的id值通常较大。当PWM整流器工作在逆变状态时，负载电流减小，控制过程相反。负载电流反向给直流侧电容C充电，使得Ud升高，此时PI调节器输入变为负值，PI调节器输出id减小，最后也变为负，PWM整流器交流侧电压和电流反相位，即为逆变状态下的运行模式。达到稳态运行时，Ud*=Ud仍成立，此时PI调节器的输入又回到零，输出id为负。

图3.9幅相控制系统结构图

间接电流控制的前提条件是稳态运行，所以其静态性能分析比较准确，控制结构相对简单，比较容易实现。但是，当使用间接电流控制时，系统的动态响应不好，有较大的电流超调量，微小的系统参数变化也会引起较大的响应。

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2.5.2直接电流控制方式

直接电流控制是在运算得到交流电流值后，再引入到电流反馈，通过直接控制交流电流指令来跟踪电流控制指令。网侧电流闭环引入到直接电流控制中，有利于提高整流器网侧的电流动态和电流静态性能。同时还可以降低网侧电流控制对相关参数的敏感性，电流控制系统的鲁棒性也得到了显著增强。所以，直接电流控制在工程中得到广泛应用。直接电流控制因电流内环控制方式的不同，又可分为滞环电流控制、固定开关频率控制及空间矢量电流控制等。 1.滞环电流控制

滞环电流控制原理图如图3.10，内环控制是电流瞬时值反馈控制，外环控制与间接电流控制类似，滞环电流控制常用于电压型PWM整流器的控制。滞环电流控制比较给定电流和交流电流实际值，将两者的差值输入滞环比较器，滞环比较器产生PWM开关通断控制信号，该PWM信号经驱动电路控制主电路开关的 通断，从而控制交流电流信号的变化。

图3.10滞环电流控制系统结构图

滞环比较法的控制系统的优点是结构非常简单，电流响应速度较快，控制运算中不使用电路参数，系统鲁棒性好，应用比较广泛。其缺点是开关频率在工频周期内不固定，谐波电流频谱也是随机分布，这将给滤波器的设计带来很大的困

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难。

2.固定开关频率控制

固定开关频率控制没有电流滞环控制开关频率变化大的缺点，但是当系统参数以及负载波动时，固定开关频率控制较敏感，而且若PWM开关频率固定，三相VSR交流侧电压峰值波动将引起电流跟踪偏差大小的波动。 2.5.3电压定向的空间矢量控制

本文电动汽车充电桩PWM控制策略采用电压定向控制，控制策略中的参考电压是根据矢量大小以及作用的时间合成所得，因此简化了所需的参考量，动态响应性能也得到了提高。电压定向控制是在d-q同步旋转坐标系上建立系统变量关系，并采用双闭环控制结构:电压外环控制和电流内环控制。闭环控制器的设计直接关系到电压定向控制方式的性能，所以本文将优化后的PI调节运用到控制策略中。系统控制框图如图3.11所示。

图3.11空间矢量控制系统结构图

系统采用电压外环控制和电流内环控制的双闭环控制，电流内环控制能够提高系统动态性能，实现限流保护。电压外环控制能够保证直流侧电压稳定性。将 直流侧输出电压的给定值Vdc*与实际值Vdc进行比较，PI调节器输入信号即为比较后得到的误差值。主电流的交流输入电流的参考值id*即为PI调节器输出信号，通过比较可得电流误差，然后对误差进行PI调节，可以减缓动态运行过程中电流突变;然后比较输入电压空间矢量，最后通过SVPWM调制算法，生成脉

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冲驱动控制信号来控制三相整流桥中六路IGBT的通断,合成的Up,Uq可以间接地对网侧电流进行控制，并调节网侧功率因数。

控制过程:为了便于系统的控制，首先将三相对称静止坐标转换成两相同步旋转d-q坐标，得到其数学模型如3.19式:

(3-19)

通过变换，在稳态下，式中id和iq均为常量，常量的导数为零。不计电阻R,则可以根据式3-19得到系统稳态时的控制方程，如3-20式:

(3-20)

式(3.21)中还加入了反馈控制量，这样是为了控制直流电压和交流电流在给定值范围以内。图3.12中,id*和iq*是d-q坐标系下的电流给定值。

图3.12 PI控制框图

d轴电流给定值id*就是直流电压外环控制器的输出值。直流电压的大小通过d轴电流内环来控制，网侧功率因数则是通过q轴电流内环来控制。在单位功率因数时，iq*被设置为0。

式(2.21)为系统最终控制方程:

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