基于载波移相并联的直驱风力发电并网变流器控制策略

基于载波移相并联的直驱风力发电并网变流器控制策略

第29卷 第21期 中 国 电 机 工 程 学 报 Vol.29 No.21 Jul. 25, 2009 8 2009年7月25日 Proceedings of the CSEE ©2009 Chin.Soc.for Elec.Eng. (2009) 21-0008-06 中图分类号：TM 315；TM 464 文献标志码：A 学科分类号：470 40 文章编号：0258-8013

基于载波移相并联的直驱风力发电

并网变流器控制策略

杨恩星，仇志凌，陈国柱，吕征宇

(浙江大学电气学院，浙江省 杭州市 310027)

Control Strategy for Direct-drive Wind Generation Grid Side Converter

Based on Carrier Phase Shifting Parallel

YANG En-xing, QIU Zhi-ling, CHEN Guo-zhu, LÜ Zheng-yu

(College of Electrical Engineering, Zhejiang University, Hangzhou 310027, Zhejiang Province, China)

ABSTRACT: Direct-drive wind generation system needs full-scale power converters，the grid side one of which requires low output total harmonic distortion, broad grid voltage working range, high reliability and fast dynamic response. However, converters adopting single unit power semiconductor cannot meet system requirements due to low switching frequency and high power dissipation of recent power semiconductor devices. A converter based on the carrier phase shifting parallel technology was adopted. It improved system performance by enhancing system redundancy, heightening equivalent switching frequency and sampling frequency controlled by output current, reducing voltage drop on output filtering inductor and implementing a faster dynamic response. Aiming for the problem of circulating current, a novel control strategy that inserted a circulating control loop in addition to the total output current loop and thus significantly suppressed circulating current while ameliorates system dynamic performance was proposed based on analysis of the equivalent mathematical system model. Simulation and experimental results indicate that the control strategy is feasible and effective.

KEY WORDS: carrier phase shifting parallel; circulation current; power converter; direct-drive wind generation 摘要：直驱风力发电变流器需要全功率变流器，其网侧变流器设计要求低谐波输出、宽电压工作范围、高可靠性及快速的动态响应能力。受现有功率器件及其开关频率、发热等条件制约，采用单模块的变流器难以满足系统要求，因此采用载波移相并联作为并网变流器，使系统冗余性增强、输出电流控制的等效开关频率和采样频率都得到了提高，输出滤波

基金项目：新世纪优秀人才支持计划项目(NCET-06-0512)。

电感的压降减小，提高了系统动态响应能力。针对载波移相并联变流器的环流问题，通过对载波移相并联系统环流数学模型的分析，提出了一种可以有效抑制环流同时改善系统动态性能的总电流输出外环加环流控制环的控制策略。仿真和实验结果验证了所提控制方案的可行性和有效性。 关键词：载波相移；环流；变流器；直驱风力发电

0 引言

直驱风力发电以不需要易损坏难于维护的齿

轮箱得到了越来越多的关注，其变流器容量要求和发电机功率相当。在当前应用较多的690 V系统中，变流器输出电流很大，在滤波电感上会产生较大的基波压降，对直流母线电压要求较高。若采用单模块系统，由于当前大功率器件开关频率较低，很难在满足较小的输出滤波电感压降即较小滤波电感值的同时又有较高的开关纹波衰减；同时，在数字控制中，开关频率低则相应的采样频率也随之降低，采样对系统引入了较大的延时，这不但会降低系统带宽，甚至会造成系统难于稳定。

采用变流器并联可以解决上述问题[1-18]。并联变流器可分为变流器直接并联和隔离并联。文献[1]提出了直流母线或变流器交流输出端隔离并联的方式，使其不能形成环流通路，有效解决了环流问题，但模块间需要隔离，体积大，应用领域受到一定限制。在变流器直接并联的方式中，并联模块的载波可通过移相调制提高等效输出开关频率，各并联模块可采用较低的开关频率，总电流输出的开关纹波频谱分布在并联模块开关纹波n(并联模块数)倍的频带内，等效开关频率得到n倍提高。在满足

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第21期 杨恩星等： 基于载波移相并联的直驱风力发电并网变流器控制策略 9

谐波含量要求的条件下，滤波电感的尺寸和电感上的基波压降明显减小。由于采用载波移相调制，系统等效采样频率也可以得到提高，有利于改善系统动态性能和稳定性。文献[3-4]指出载波移相并联对直流侧电容纹波电流要求降低，减少了直流母线电容的用量，但基于载波移相调制的直接并联方式低频环流问题比较突出，若能有效抑制低频环流，该种并联方式具有较高的工程应用价值。

本文采用载波移相模块直接并联的方式，在深入分析载波移相并联变流器环流模型的基础上，采取了总电流输出外环加环流控制环的控制策略，分析了此种控制方式的特点，并进行了仿真和实验验证。

流会严重影响系统可靠性。

2 并网并联变流器及环流模型

2.1 并网变流器等效模型

本文采用反馈LCL滤波器网侧电流，把并联变流器看作单个变流器单元控制，其单相等效电路如图2所示，图中Le、Re、ue分别为并联变流器侧的等效电感、电阻、变流器输出电压。其状态方程为

dieabc

Ledt=ucabc ieabcRe ueabc

ducabc

=i

gabc ieabc (1) Cdt

digabcLg=usabc ucabc dt

Lg1 系统配置

低速永磁直驱风力发电系统如图1(a)所示，由

低速永磁发电机和双脉宽调制变流器组成。

图1(b)为网侧变流器结构，由n个三相单元(B1,…,Bn，n=1,2…，具体并联数由系统容量和冗余数决定)变流器组成。每个单元交流侧串有电感Li和等效电阻Ri(i=1,2,…,n)，理想情况下各模块的Li、Ri具有相同的值。变流器单元在串联电感后并联在一起，然后通过电感Lg和电容C接入电网。n个模块共用一个直流母线，并受同一个控制器控制，相邻模块间的三角载波信号依次移相Tc/n三角载波周期，Tc是三角载波周期。总输出电流的等效开关频率是单个模块开关频率的n倍[3]。载波移相并联模块间存在较大的环流，若模块间系统参数离散和控制信号含有零序分量等，会产生低频环流，低频环

图2 系统单相等效模型

Fig. 2 Equivalent model of the system

将网侧电流变换到同步坐标系：

digdq11

= jω0igdq+usdq ucdq (2) dtLgLg

式中：ucabc电容端电压；ieabc为并联变流器侧等效输

出电流；usabc为电网电压。此数学模型是网侧变流器等效模型，该模型中没有包含模块间环流信息，因此不能通过网侧电流反馈实现抑制环流的目标。 2.2 环流模型

图3为变流器载波移相并联系统，可控半导体器件用一个理想开关来表示，系统输出阻抗的差异等效到并联阻抗上，uaj、ubj、ucj(j=1,2,…,n)为第j个变流器单元的三相输出电压，usa、usb、usc为电网电压。

(a) 低速永磁直驱风力发电系统

UUUuc

O

(b) 网侧变流器

图3 三相载波移相并联系统

Fig. 3 Three-phase carrier phase shifting parallel converter

图1 系统配置 Fig. 1 System configuration

由图3，根据基尔霍夫电压定律得到第1个三

相模块的数学模型方程：

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10 中 国 电 机 工 程 学 报 第29卷

diga dia1

++=usa (ua1+uNO)LRiL 11a1gdtdt

digb dib1

+R1ib1+Lg=usb (ub1+uNO) (3) L1dtdt didigc

=usc (uc1+uNO) L1c1+R1ic1+Lg

dt dt

其它模块的数学模型与式(3)相同。以a相为例由式(3)可得到各并联模块a相的数学方程：

(DL1+R1)ia1=usa (ua1+uNO) DLgiga

(DL2+R2)ia2=usa (ua2+uNO) DLgiga

(4)

(DL+R)i=u (u+u) DLi

nnansaanNOgga 式中D=d/dt为微分算子。令Zj=DLj+Rj(j=1,2…,n)，

得到并联模块a相电流的数学方程矩阵表达式：

0 ua1 ia1 1/Z10

u Z01/0 ia22 = a2 +

0 1/Zn ian 0 uan 0 1/Z10

01/Z 02 (u u pLi) (5) NOgga sa

Z001/n

以并联变流器数学模型为基础分析环流动态模型。图4所示的n个模块并联，其中以第1个模块环流为例可得B1、B2间的环流为ik12c(k=a,b,c)，B1、B3之间环流为ik13c，依次类推，B1、Bn间环流为ik1nc，则第1个模块一相的总环流为

ik1c=ik12c+ik13c+ +ik1nc (6)

相第i个模块的相电流。以a相为例，得到每个模块的环流表达式：

ia1c=(ia1 ia2+ia1 ia3+ +ia1 ian)/n ia2c=(ia2 ia1+ia2 ia3+ +ia2 ian)/n

(9)

ianc=(ian ia1+ian ia3+ +ian ian 1)/n由式(5)、(9)得每个桥臂的环流表达式：

uukj1n11

ikjc=∑[(ki )+(usk uNO DLgigk)( (10)

ni=1,j=1,i≠jZiZjZjZi

若各模块间输出阻抗无差异，则环流可表示为

n

1ikjc=∑(uki ukj)/n (11)

Zi=1,j=1,i≠j

为保留高频环流信息，取变流器一个模块输出相电压 ukj 的双重傅里叶级数[3]为

∞∞

MUdc

sin(ωft 0)+∑∑{C(m,n) ukj=

2m=1n= ∞

cos[m(ωct+ cj)+n(ωft+ 0)]} (12)

图4 模块间的环流

Fig. 4 Definition of circulation current

mMπ

)

2Udcm+nsin(式中：C(m,n)=π)；Udc

2πm

为直流母线电压；M为调制比；ωf为基波频率；φ0为基波初相角；m为载波频率倍数；n为基波倍数；Jn为贝塞尔函数。

定义第j个桥臂的三角波初相角为

2π

c(j+1)= cj+ (13)

n

由式(11)~(13)得，当控制信号和系统参数严格一致时ukj的低频部分都相同，无低频谐波环流，但会有零矢量导致的零序环流。式(12)中第2项是三角载波及其边频高频分量，高频分量部分的相位由式(13)可知其载波初相角不同，并联桥臂的高频分量有相位差，会产生较大的高频纹波环流，此部分环流也是载波移相消谐机制[3-4]。相电压的平均值表达式为

ukj=dkjUdc (14)

Jn(

式中dkj为占空比。当并联相由于器件和控制系统的离散性导致的占空比不同、输出阻抗不匹配等不一致因素存在时，由式(10)、(14)可知除了零序环流外还会产生低频谐波环流，此部分环流较难准确预知。高频谐波环流由于可通过增加环流阻抗即增大并联电感加以控制，但低频环流频率低，增大并联电感无法有效增大环流阻抗，并且对系统稳定工作影响较大，因此需要切实有效的方法抑制低频环流，同时方便系统的模块化和易于并联。

其它模块可依次类推，得环流的通用表达式：

ikjc=ikj1c+ikj2c+ +ikjic+ +ikjnc (7) 式中：k∈{a,b,c}；j∈{1,2,…,n}，i∈{1,2,…,n}，且i≠j。当并联模块相同等级时，式中2个桥臂间的环流[13]可表示为

ikjic=(ikj iki)/n (8) 式中：ikj为第k相第j个模块的相电流；iki为第k

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3 并网并联变流器控制策略

由系统等效数学模型得图5(a)所示控制框图，其外部控制环(即不包括环流控制环)检测输出滤波器网侧电流igabc，经同步坐标旋转变换到同步坐标

**

系igd、igq。igd、igq和参考电流igd、igq比较，差值

式中：C32是克拉克变换矩阵；C为派克变换矩阵

第j个变流器的电流，在基波同步坐标系下分解成

dj、i qj的叠加，可表 直流分量dj、qj和交流分量i

示为式(16)，直流分量是基波正序电流，交流量是

负序或其它谐波成分。

dj idj dj+i

(16) = i qj qj+iqj 通过一个低通滤波器把交流分量滤除，可得到

基波正序分量，通过派克逆变换把基波正序分量 dj、qj变换到三相静止坐标系iafj、ibfj、icfj，得：

经调节器反变换再经移相的三角波调制控制变流器运行。此种把并联变流器看作单个变流器的控制方式虽然可获得较高的等效开关频率和采样频率，但没有把环流信息包含进控制环，无法对其进行抑制。由2.2节的环流数学模型分析可见，环流是在模块间流通的，包括零序、负序和其它谐波环流。本文基于将把零序、负序和谐波环流提取出来，为每个变流器设计一个独立的环流控制环。

iafj

1dj

ibfj =C23C (17)

qj i cfj

式中C23和C 1分别为克拉克和派克逆变换矩阵。

用iaj、ibj、icj减去反变换出来的基波正序分量iafj、ibfj、icfj得到环流分量iajc、ibjc、icjc，以零作为参考量对环流反馈进行PI调节，PI调节的输出iPiaj、iPibj、iPIcj叠加上三相总电流的反馈PI调节量控制变流器运行，环流检测控制框图如图5(b)所示。

设并联模块数n=3，每个单元的开关频率为 3 kHz，相邻模块载波移相为2π/3，则总的输出电流谐波频带在9 kHz及其整数倍处。图5(c)为假设3个模块并联时各模块的载波信号，其中梯形波是调制信号即采样信号。第1个变换器模块的数据采样在第3个变换器载波的顶端或者底端。变换器B1的调制信号在其载波信号的顶端或者底端加载，其它变换器单元依次类推。相较于单个模块系统，载波移相并联在一定程度上提高了等效采样频率，采样频率的提高对提高系统的带宽和稳定性是有益的，数字控制器的性能也更接近模拟系统。并且，由于低频环流和总的有功电流输出独立控制。低频环流控制环对系统输出的动态性能影响较小，低频环流控制环的独立设计也有效改善了其控制性能。

另外，因为各个模块间的环流之和为零，n+1个模块实际上只需要n个环流控制环。基于模块化考虑本文系统各个模块是完全相同对等的，每个模块都有环流控制环，以易于模块的替换和扩展。仿真和试验验证所提方法的可行性。

(a) 系统控制结构

(b) 环流检测

B1, B2, B采样参考 参考 载波 k

图5 提出的环流控制策略

Fig. 5 Proposed circulation current control scheme

将一个三相模块的三相输出电流iaj、ibj、icj从三相静止坐标系变换到同步旋转坐标系idj、iqj，得：

iaj

idj

=C32C ibj (15) i i qj

cj

4 仿真和试验结果

本文在低速永磁直驱风力发电变流器模型上进行了试验，其中变流器均流电感L1=0.8 mH，直

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12 中 国 电 机 工 程 学 报 第29卷

流侧电容为4 mF，开关频率5 kHz，系统电压为 380 V。以2个模块并联为基础进行了实验研究。 图6为只对并联点后总输出电流进行控制的模块B1的输出电流试验波形。由图6(a)可见，没有环流控制时三相电流不对称且含有低频环流分量。 图6(c)是为了更清楚地看到低频不均流而把高频纹波滤掉，可见不均流是很明显的。由图6(d)中并联点后a相的电流输出ia及其傅里叶分析可以看到，总的输出电流谐波含量很低，只含有10 kHz倍数次谐波，是单个模块开关纹波的2倍；由模块B1的a相电流ia及其傅里叶分析波形可知，电流中含有 5 kHz的倍数次谐波，由此可见载波移相并联提高

了系统的等效开关频率。

图7为采用本文提出的控制策略即加入环流控制后的仿真和试验波形。图7(a)、(b)是加入环流控制策略后的模块B1三相输出电流波形，可以看到不平衡的三相电流波形得到了很好的控制；图7(c)、(d)为模块B1的a相电流ia1和模块B2的a相电流ia2加入环流控制后的波形，可见2个模块的同相电流得到很好地均流。

100i/A

i(5 A/格)

100

t/s

(a) 有环流控制B1三相电流仿真波形

ia

ib ic

t(10ms/格)

(a) 模型B1的三相输出电流

i(5 A/格)

ia1

i(5 A/格)

t(10 ms/格)

ia2

(b) 有环流控制B1三相电流试验波形

ia1

i(5 A/格)

t(10ms/格)

(b) 模型B1、B2的a相输出电流

ia2

a1

i(5 A/格)

t(10 ms/格)

ia2

t(10ms/格)

(c) 滤除高频纹波后的a相输出电流

(c) 有环流控制ia1、ia2试验波形

ia1

i(5 A/格)

i(5 A/格)

ia1 ia

t(10 ms/格)

ia

f(5kHz/格)

ia1

ia2t(10 ms/格)

图7 加入环流控制后的波形

Fig. 7 Waveforms with circulation current control

(d) 滤除高频纹波后的 ia1、ia2试验波形

5 结论

本文针对低速直驱风力发电等大功率变流器并网需要多个变流器并联的工程应用要求，设计了独立的环流控制器实现低频环流抑制、外部输出电流环对总电流输出进行控制的控制策略。外部输出

(d) 单模块和并联点后a相电流FFT分析

图6 无环流控制波形

Fig. 6 Waveforms without circulation Current control

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电流环具有较高的等效采样频率和开关频率，有利

于提高系统的带宽和稳定性，环流控制和输出电流控制独立设计有效改善了系统性能。仿真和试验表明提出的方法可很好地抑制低频环流，改善系统动态性能。其中环流控制方法解决了载波移相直接并联系统低频环流问题使系统的模块化和冗余性增强，对于大功率直驱风力发电变流器设计有一定的工程应用价值。

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收稿日期：2008-03-01。 作者简介：

杨恩星(1977—)，男，博士研究生，研究方向为电能质量治理、风力发电变流器，hbynx@yeah. net；

仇志凌(1978—)，男，博士研究生，研究方向

杨恩星

为电能质量治理、风力发电变流器；

陈国柱(1967—)，男，教授，博士生导师，主要研究方向为电能质量治理、风力发电。

(责任编辑 张玉荣)

本文来源：https://www.bwwdw.com/article/bex4.html