TL431参数设计

1、Rlow的取值：

Rlow的值不是任意取的，要考虑两个因素:

1) 431参考输入端的电流,一般此电流为2uA左右,为了避免此端电流影响分压比和避免

噪音的影响,一般取流过电阻Rlow的电流为参考段电流的100倍以上,所以此电阻要小于2.5V/200uA=12.5K.

2) 待机功耗的要求,如有此要求,在满足《12.5K的情况下尽量取大值.

根据上述两条，可取Rlow=10K。

根据TL431的特性，Rup、Rlow、Vout、Vref有固定的关系：

VoutRup?Rlow，则?VrefRlowRup?(Vout?Vref)VrefRlow，式中，Vref为TL431参考输入端电压，Vref=2.5V，带入数据的

Rup?10K?。 2、R5的取值：

TL431的死区电流为1mA，也就是Rs的电流接近于零时，也要保证431有1mA的电流，所以R5<=1.2V/1mA=1.2K即可（1.2为发光二级管的导通压降）。

除此以外也是功耗方面的考虑，R5是为了保证死区电流的大小，R5可要也可不要，当输出电压小于7.5V时应该考虑必须使用，原因是这里的R5既然是提供TL431死区电流的，那么在发光二极管导通电压不足时才有用，如果发光二极管能够导通，就可以提供TL431足够的死区电流，如果Vo很低的时候，计算方法就改为R5=（Vo-Vk）/1mA（这里Vk=Vr-0.7=1.8V）；当Vo=3.3V时R5从死区电流的角度看临界最大值R5=（3.3-1.8）/1mA=1.5k，从TL431限流保护的角度看临界最小值为R5=（3.3-1.8）/100mA=15Ω。当Vo较高的时候，也就是Vo大于Vk+Vd的时候，也就是差不多7.5V以上时，TL431所需的死区电流可以通过发光二极管的导通提供，所以这是可以不用R5。 3、Rs的取值：

Rs的取值要保证高压控制端取得所需要的电流，假设用PC817的电流传输比CTR=0.8-1.6，取低限0.8，要求流过光二极管的最大电流Ifmax=6/0.8=7.5mA，所以Rs的

值Rs<=(5-2.5-1.2)/7.5=173?，光二极管能承受的最大电流在50mA左右，TL431为100mA，所以我们取流过Rs的最大电流为50mA，Rs>（5-2.5-1.3)/50=26?。要同时满足这两个条件：26?

4、Rup和C4形成一个在原点的极点，用于提升低频增益，来压制低频(100Hz)纹波和提高输出调整率，即静态误差。R4和C4形成一个零点，来提升相位，要放在带宽频率的前面来增加相位裕度，具体位置要看其余功率部分在设计带宽处的相位是多少，R4C4的频率越低，其提升的相位越高，当然最大只有90度，但其频率很低时低频增益也会减低，一般放在带宽的1/5初，约提升相位78度。 5、反馈电压Vo的接法

基本上有2种： 1) 从最终输出段子接； 2) 在输出的LC滤波前接。

采用接法1，可以直接反应输出电压，但是却在整个系统中引入了一个LC的二阶系统，不利于反馈调节，而且也会减缓对输出负载变换的动态响应。采用接法2，避开了这个LC的二阶系统，简化了整个系统，而通过L之后，电压降一般都很小，所以通常采用的方法是把Vo接在输出的LC滤波器前面。

? TL431的动态工作点小信号分析以及计算 ? http://bbs.dianyuan.com/topic/259548

当电源工作在一个稳定的状态的时候,就可以进行小信号的交流分析. 1.基本传递函数的推导及说明.

根据TL431的规格书描述,可以把TL431描述为下图所示器件组合

图 1

从图1所示,可以把TL431的内部看成一个高阻抗输入的运放.则可以把下图2的TL431部分用图3来表示：

图 2

图 3

则小信号波动时候,从图一中可以得到可以表示为以下等式:

(17)

其中Zp表示由Rp和Cp所构成的极点的阻抗:

(18)，

CTR表示为光耦的传送比. A点的波动,

可以通过图四来计算得知:

(19)

其中表示由Rf,Cf所构成的网络的阻抗: (20)

把等式(20)插入到等式(19)中,可以得到:

把等式(21)和等式 (18) 一起插入到等式(17)中,就可以得到

(21)

的传递函数:

(22)

从等式(22)可以看出,Rf和R2与Cf一起为系统提供一个位于

的零点用符号

表示,系统在原点存在一个极点,另一个极点由Cp和Rp来提供,并且位于

用符号

,

表示,这个极点一般都要远大于由Rf和R2与Cf提供的零点,系统在原点的增

益由CTR,Rp,R1,R2和Cf来共同提供,并且值为:,用符号来表示.则等式

(22)可以表示为以下简化形式:

这是一个由着一个零点,2个极点的,典型的II类系统.

可以预见,等式(23)所表示的传递函数的波特图中的增益曲线有一个平台,从零点开始进入平台区,一直到极点才结束.平台近似增益由如下等式确定:(PS:注意了,这个平台的意义很重大,要仔细看哦)

(24)

又因为极点远大于零点,所以等式(23)可以做进一步的近似,表示为:

(25)

在平台区的任意一点

的相位为:

(26)

如果

也远小于极点的话,等式(26)可以简化近似为:

(27)

零点和极点之间的距离越大,可以提升的相位越大,最多可以提胜2.零极点和原点增益的安排规则,及各参数的确定.

的相位.

确定反馈系统的零极点以及增益,需要首先知道功率部分的传递函数,然后才能做补偿.功率部分的传递函数可以通过计算或者测量得出,可以参见 (B.Erickson,D.Maksimovic,”Fundamentals of Power Electronic”, Kluwers Academic Publishers,ISBN0-7932-7270-0) 2.1 穿越频率(cross over frequency)fc 的确定.

穿越频率越高,系统就有越大的带宽,对负载响应和线电压响应就越快.由奈奎斯特(Nyquist)采样定理可得,穿越频率的上限不能超过工作频率的0.5 倍.

带宽越宽,越容易引入噪声,系统的稳定性越差,在一般反激式转换器的穿越频率都设计在几k赫兹.本例中设定fc为2kHz.

2.2 反馈系统设计

反馈系统设计,要使得整体的开环系统的增益曲线从反馈系统的平台中间过零,即穿越频率要落在反馈系统的平台中间.(PS:这个就是设计反馈回路的重要点了.)

从对功率部分的计算或测量,可以得到在穿越频率处,功率部分传递函数的增益,假定为

,正常来说,在穿越频率处的

反馈系统的增益在此处为

会是一个负值,由于在穿越频率处增益为零,所以

,由等式(25)以及上述条件,可以得到第一方程式:

(28)

整个系统(包括功率部分和反馈部分)的开环传递函数,相位余量必须大于 45 度才能可靠的保证系统的稳定.工程上一般设计相位余量在 50 度左右.(PS:个人经验).已知的功率部分的传递函数曲线,可以方便的得到在穿越频率处的相位,假定为以计算处反馈系统至少要提供的相位,假定为

(29)

把

转换为角度后,就可以带入等式 (27) 的左边,等式中右边的

带入穿越频率,就

则:

,为了保证50度的相位余量,可

可以得到第二个方程式:

(30)

本文来源：https://www.bwwdw.com/article/abcv.html