07开关电源第一名报告

更新时间：2023-09-30 11:29:01 阅读量：综合文库文档下载

说明：文章内容仅供预览，部分内容可能不全。下载后的文档，内容与下面显示的完全一致。下载之前请确认下面内容是否您想要的，是否完整无缺。

2007年全国大学生电子设计竞赛一等奖作品开关稳压电源

发布时间: 2007-11-27 20:27:22

作者:

责任编辑:

开关稳压电源

作者：陈国贞陈涛李强

一等奖作品

摘要：使用PWM控制器SG3524设计并制作了一种推挽型DC/DC变换器，输出电压可在30～36V可调，系统效率可以达到92%。整个变换器由C8051F020型单片机作为控制核心，可以将输入输出电压、电流和系统效率显示出来，并可以对输出电压预设和步进调整，还可以实现过流保护和过压欠压指示，完成了基本

部分和发挥部分的所有要求。关键词：推挽 SG3524 C8051F020

Abstract: Using PWM controller SG3524, we designed and produced a push-pull DC/DC converter ,whose output voltage can be adjustable from 30V to 36V .The system efficiency can reach 92%.The converter uses C8051f020 as a controller .The input and output voltage ,input and output current ,and system efficiency can be displayed . It also has over-current protection , over-voltage and under-voltage instructions. You can preset and step the output voltage. The converter realizes all the basic part and exertion part requirements.

Keywords: push-pull SG3524 C8051F020

一、系统方案选择与论证

1. 主回路拓扑方案选择与论证

方案一：非隔离式升压型DC/DC变换器（图省）

如图1，功率开关管和负载直接与整流电路串联，输出电压可以通过公式一求得，该方案简单，调整方便，可靠性高，但是在大功率输出时效率提到很高则

变得非常困难，而且输入输出之间没有电的隔离。

方案二：单端正激DC/DC变换器

如图2，输入电能通过整流二极管D1、D2传递给负载，同时将部分能量储存在储能电感L中。该方案利用高频变压器原副绕组隔离的特点，可方便地实现输入和输出之间电的隔离，而且很容易实现多路输出，但是此方案中的高频变压

器磁芯仅工作在B—H曲线的一侧，因而磁利用率和效率都低。

方案三：推挽型DC/DC变换器

如图3所示，由两个单端正激开关电源叠加而成，所以输出电压是单个单端正激开关电源输出电压的两倍，该方案在场效应管导通期间，高频变压器原边两绕组的总电压是两倍输入电压，整流电压的幅值等于UI/n。因此能获得较大的输出功率。而且驱动电路简单。不过会因磁芯饱和出现集电极电流尖峰而导致开关

管损坏，对功率管的耐压要求高。

考虑到系统效率要达到85%以上，我们选择了方案三来制作升压电路，这样的话不但输出电压可以很容易达到题目要求，而且高频变压器的利用率很高，输

出功率可以做的很大。

2. PWM控制芯片的选择

方案一:TL494。TL494内有两个误差信号比较器，能同时实现电压模式和电

流模式控制，但在本系统中不能发挥这一优势，且没有外部强制封锁端，不便于

实现过压过流保护。

方案二:SG3524。SG3524具有很高的温度稳定性和较低的噪声等级，具有欠压保护和外部封锁功能，能方便地实现过压过流保护，能输出两路波形一致、相位差为180°的PWM信号，有效地减少输出电流的纹波，适合于推挽拓扑电路。

方案三:UC3842。UC3842是电流型PWM控制芯片，适合于单端直流变换器，有欠压和关断功能，但滞后电压为6V，负载调整率较高，可以逐脉冲限流。另

外也没有强制封锁端。

考虑到系统已经选用推挽电路，而且要求有过流保护，我们选择SG3524作为PWM信号控制芯片，内部具有过流检测端和自动封锁端，配合软件不需要搭建

复杂的保护电路，还可以具有自恢复功能。

3. 提高效率的方法

(1).我们在设计过程中发现选定较高或较低的频率都会使效率降低，经过反

复测试，最终选定了开关频率为140KHz。

(2).使用专门的MOS驱动芯片，比如MC34152,对PWM信号整形，使驱动波

形上升沿和下降沿陡峭，减少开关损耗。

(3).改善变压器的绕制工艺，使其漏感尽量小，使用多股铜线并绕的技术降

低趋肤效应，降低铜损。

(4).选用低压差的肖特基二极管，降低整流损耗。 (5).在合适地方添加吸收网络，减少阻尼振荡。

经过综合考虑，我们采用(1)(2)(3)(4)来提高系统效率,同时使用液晶显示，

电流传感器采样，降低功耗，使系统效率能够达到90%以上。

二、主要硬件电路设计和参数计算

1. 单片机控制电路的设计

我们使用C8051F020型单片机，其有丰富的内部资源，包括本次设计用到的AD、DA和丰富的I/O口资源。用来采样输入输出电压电流值，控制输出电压步

进和预设，同时控制保护电路。具体硬件电路参看图4.

2. 输入输出整流滤波电路设计

为滤除交流电源线上的外来干扰，同时能避免向外界发出噪声。在电源的输入端加了EMI滤波器。采用全桥整流和型滤波电路技术，对经过220V／18V交流

变压器的交流信号进行处理，最后得出的整流滤波后的电压

。据题目要求，当交流输入电压从15V到21V变化时，

输出电压会在18.3V到26.1V之间变化，参看图5。为了使纹波电压尽可能降低，

达到1V，以至于不影响后级电路的设计，取C1＝10000μF,C2=4700μF,滤波电感

使用PQ32/30磁芯绕制4层，经过实际测量纹波电压不超过1V。

输出回路采用全桥整流和LC滤波技术，电路图和图5相比只是少了C1和F，其他一样。其中C2=4700μF，滤波电感也是使用PQ32/30磁芯，但是是用6股Ф

0.5的铜线并绕3层。 3. 主回路拓扑电路（图省）

SG3524是美国硅通用公司生产的双端输出式脉宽调制器，工作频率高于100KHz，工作温度为0℃～70℃。我们设定的最高的开关频率为140KHz，所以通

过公式四

可以计算得到C3=0.3Mf,R3=3.3KΩ。+5V输出电压经过取样由R1、R2、R9、R10构成的电阻网络分压后获得取样电压，送至误差放大器反相输入端；C8051F020的DA输出的电压送到误差放大器的同相输入端。通过DA控制误差电压，使PWM信号的脉冲宽度发生相应的变化，经输出电路迫使输出电压跟随DA输入电压变化，从而达到稳压目的。MC34152是将SG3524产生的PWM信号整形，使PWM信号的上升沿和下降沿变得更加陡峭，减少开关损耗。R7、R8是用以消除脉冲信号阻尼振荡的消振电阻。开关管选用了耐压150V的MOS场效应管IRFB52N15D，导通电阻很小；整流二极管使用能够耐100V的肖特基二极管，压降小，可以避

免功率的不必要损失。

4. 高频变压器的设计

高频变压器的设计要求为开关频率最高为140KHz，最小为60KHz，输入电压UIN为18.3V～21.6V。额定输入电压为18V，输出电压30～36V，输出电流要求

能够达到2A，整流管正向电压降

为1.2V。具体设计过程为:

(1).变压器的传输功率为：

考虑副边绕组铜耗，采样、过流保护信号等电阻损耗和原边开关损耗后，设效率

为90％则输入功率为

(2).由PQ磁芯的最大传输功率（100KHz）关系可知，至少需要PQ26／20型的磁芯。由于题目中并没有体积要求，为了使最大传输效率达到最佳效果，而且考虑到目前有的几种磁芯型号，选用了PQ40／40型磁芯。其每伏输入电压对应的匝数

，绕线窗口面积

，窗口有效利用系数

=0.56。