电子线路(非线性部分)习题完全答案(谢嘉奎第四版)

电子线路(非线性部分)第四版 谢嘉奎 的课后习题答案优化版

电子线路（非线性部分）

1-2 一功率管，它的最大输出功率是否仅受其极限参数限制？为什么？

解：否。还受功率管工作状态的影响，在极限参数中，PCM 还受功率管所处环境温度、散热条件等影响。

第二章

2-1 为什么谐振功率放大器能工作于丙类，而电阻性负载功率放大器不能工作于丙类？

解：因为谐振功放的输出负载为并联谐振回路，该回路具有选频特性，可从输出的余弦脉冲电流中选出基波分量，并在并联谐振回路上形成不失真的基波余弦电压，而电阻性输出负载不具备上述功能。

2-2 放大器工作于丙类比工作于甲、乙类有何优点？为什么？丙类工作的放大器适宜于放大哪些信号？

解：(1)丙类工作，管子导通时间短，瞬时功耗小，效率高。

(2) 丙类工作的放大器输出负载为并联谐振回路，具有选频滤波特性，保证了输出信号的不失真。

为此，丙类放大器只适宜于放大载波信号和高频窄带信号。

2-4 试证如图所示丁类谐振功率放大器的输出功率Po

C

VCC 2VCE(sat)

VCC

2

(VCC 2VCE(sat))2，集电极效率2

πRL

。已知VCC = 18 V，VCE(sat) = 0.5 V，RL = 50 ，试求放大器的PD、Po和 C值。

解：(1) vA为方波，按傅里叶级数展开，其中基波分量电压振幅Vcm (VCC 2VCE(sat))。通过每管的电流为半个余弦波，余弦波幅度Icm

Vcm2

(VCC 2VCE(sat))， 其中平均分量电流平均值 RLπRL

2π

IC0

1

Icm π

所以 Po VcmIcm

12

22

(V 2V) CCCE(sat)

π2RL

2

VCC(VCC 2VCE(sat)) π2RL

PD

VCCIC0

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C Po/PD

VCC 2VCE(sat)

VCC

(2) PD

2

VCC(VCC 2VCE(sat)) 1.24W π2RL

Po

2

(VCC 2VCE(sat))2 1.17W 2

πRL

C Po/PD 94.36%

2-5 谐振功率放大器原理电路和功率管输出特性曲线如图所示，已知VCC = 12 V，VBB = 0.5 V，Vcm = 11 V，Vbm = 0.24 V。试在特性曲线上画出动态线。若由集电极电流iC求得IC0 = 32 mA，IcIm = 54 mA，试求PD、Po、 C及所需的Re。

解：

(1) vCE VCC Vcmcos t (12 11cos t)V

v V Vcos t (0.5 0.24cos t)VBBbm BE

(2)

PD VCCIC0 384mW

1

Po VcmIcm 297mW

2

C Po/PD 77.34%

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Re = Vcm/Ic1m = 204

2-8 谐振功率放大器工作在欠压区，要求输出功率Po = 5 W。己知VCC = 24 V，VBB＝VBE(on)，Re = 53 ，设集电极电流为余弦脉冲，即

iC = Cmax

i 0

cos tvb 0

vb 0

试求电源供给功率PD、集电极效率 C。

解：因为VBB = VBE(on)，放大器工作在甲乙类，近似作乙类，

Po

π

12

IcmRe2

π

Ic1m

2Po

434mA Re

因为IC0

121121

id t i，I icos td t iCmax，CCmaxc1m πC

2π πππ222

所以 IC0 2Ic1m 276.3mA 则 PD VCCIC0 6.63W， C Po/PD 75.42%

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2-12 设两个谐振功率放大器具有相同的回路元件参数，它们的输出功率Po分别为1 W和0.6 W。现若增大两放大器的VCC，发现其中Po = 1 W放大器的输出功率增加不明显，而Po = 0.6 W放大器的输出功率增加明显，试分析其原因。若要增大Po = 1 W放大器的输出功率，试问还应同时采取什么措施（不考虑功率管的安全工作问题）？

解：Po = 1 W的放大器处于临界或欠压状态，增大VCC时，放大器更趋于欠压状态，Ic1m略有增大。因此PoPo VCC Re 或VBB ）

Po = 0.6 W的放大器处于过压状态，VCC增大，发大器趋于临界，Ic1m迅速增大，所以Po 迅速增大。

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第三章

3-1 若反馈振荡器满足起振和平衡条件，则必然满足稳定条件，这种说法是否正确？为什么？ 解：否。因为满足起振与平衡条件后，振荡由小到大并达到平衡。但当外界因素(T、VCC)变化时，平衡条件受到破坏，若不满足稳定条件，振荡器不能回到平衡状态，导致停振。

3-2 一反馈振荡器，欲减小因温度变化而使平衡条件受到破坏，从而引起振荡振幅和振荡频率的变化，应增大

( ) T( osc)

和T，为什么？试描述如何通过自身调节建立新平衡状态的过程（振

Vi

幅和相位）。

解：由振荡稳定条件知：

振幅稳定条件：

T(

osc)

0

ViV

iA

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相位稳定条件：

T( )

0

osc

若满足振幅稳定条件，当外界温度变化引起Vi 增大时，T( osc)减小，Vi 增大减缓，最终回到新的平衡点。若在新平衡点上负斜率越大，则到达新平衡点所需Vi的变化就越小，振荡振幅就越稳定。

T( ) 阻止 osc增大，

最终回到新平衡点。这时，若负斜率越大，则到达新平衡点所需 osc的变化就越小，振荡频率就越稳定。

3-3 并联谐振回路和串联谐振回路在什么激励下（电压激励还是电流激励）才能产生负斜率的相频特性？

的频率特性才会产生负斜率的相频特性，如图解：并联谐振回路在电流激励下，回路端电压V(a)所示。串联谐振回路在电压激励下，回路电流I 的频率特性才会产生负斜率的相频特性，如图(b)所示。

3-5 试判断下图所示交流通路中，哪些可能产生振荡，哪些不能产生振荡。若能产生振荡，则说明属于哪种振荡电路。

解： (a)(b)

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(d)L2C2回路呈感性， osc < 2，L1C1回路呈容性， osc > 1，组成电感三点式振荡电路。

(e)Cb e，组成电容三点式振荡电路。 (f)L1C1回路呈容性， osc > 1，L2C2回路呈感性， osc > 2，组成电容三点式振荡电路。

3-6 试画出下图所示各振荡器的交流通路，并判断哪些电路可能产生振荡，哪些电路不能产生振荡。图中，CB、CC、CE、CD为交流旁路电容或隔直流电容，LC为高频扼流圈，偏置电阻RB1、RB2、RG不计。

解：画出的交流通路如图所示。

(a)不振，不满足三点式振荡电路组成法则。

(b)

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(d)Cb e为回路电容之一。

(e)

(f)

3-7 如图所示电路为三回路振荡器的交流通路，图中f01、f02、f03分别为三回路的谐振频率，试写出它们之间能满足相位平衡条件的两种关系式，并画出振荡器电路（发射极交流接地）。

解：(1)L2C2、L1C1若呈感性，fosc < f01、f02，L3C3 呈容性，fosc > f03，所以f03 < fosc < f01、f02。

(2)L2C2、L1C1若呈容性，fosc > f01、f02，L3C3 呈感性，fosc < f03，所以f03 > fosc > f01、f02。

3-8 试改正如图所示振荡电路中的错误，并指出电路类型。图中CB、CD、CE均为旁路电容或隔直流电容，LC、LE、LS均为高频扼流圈。

解：改正后电路如图所示。

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图(a)中L改为C1，C1改为L1，构成电容三点式振荡电路。 图(b)中反馈线中串接隔值电容CC，隔断电源电压VCC。

图(c)中去掉CE，消除CE对回路影响，加CB和CC以保证基极交流接地并隔断电源电压VCC；L2改为C1构成电容三点式振荡电路。

3-9 试运用反馈振荡原理，分析如图所示各交流通路能否振荡。

解：图(a)满足正反馈条件，LC并联回路保证了相频特性负斜率，因而满足相位平衡条件。

比V 滞后一个小于90 的相位，不满足相位平衡条图(b)不满足正反馈条件，因为反馈电压Vfi1

件。

图(c)负反馈，不满足正反馈条件，不振。

3-13 在下图所示的电容三点式振荡电路中，已知L = 0.5 H，Cl = 51 pF，C2 = 3300 pF， C3

=（12 ~ 250）pF，RL = 5 k ，gm = 30 mS，Cb e = 20 pF， 足够大。Q0 = 80，试求能够起振的频率范围，图中CB、CC对交流呈短路，LE为高频扼流圈。

解：在LE处拆环，得混合Ⅱ型等效电路如图所示。

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ngi (1) 由振幅起振条件知，gm gL

1n

式中n

C11

C2 Cb e 3320pF gm 30mS。 0.015，其中C2

C1 C2re

0.443mS 代入(1)，得 gL

11

，得Reo 4.115kΩ

RLReo

R

则能满足起振条件的振荡频率为 eo 102.9 106rad/s。

LQo

CC

由图示电路知，C C3 12。

C1 C2

由gL

当C3 = 12pF时，C = 62.23 pF， omax

1LC

179.2 106rad/s

当C3 = 250pF时，C = 300 pF。

可见该振荡器的振荡角频率范围 min ~ max = (102.9 ~ 179.2) 106 rad/s， 即振荡频率范围fmin ~ fmax = 16.38 ~ 28.52 MHz。

o， f f，Qe 分别大于Qe3-15 一LC振荡器，若外界因素同时引起 0、 f、Qe变化，设 o

或小于Qe，试用相频特性分析振荡器频率的变化。

解：振荡回路相频特性如图，可见：

o时， osc osc，且 osc o； (1)当 o

， osc osc； (2)当 f f时，设为 osc

(3)当Qe增加时，相频特性趋于陡峭， f不变， osc

f变化，Qe osc ，Qe osc 。

3-16 如图所示为克拉泼振荡电路，已知L = 2 H，C1=1000 pF，C2 = 4000 pF，C3 = 70 pF，Q0 = 100，RL = 15 k ，Cb e = 10 pF，RE = 500 ，试估算振荡角频率 osc值，并求满足起振条件时的IEQmin 很大。

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解：振荡器的交流等效电路如图所C3，C2 >> C3，因而振荡角频率近似为

osc

1LC 84.52 106rad/s

3

已知 Re0 = oscLQ0 =16.9 k

R L RL//Re0 7.95kΩ，C 2

C2 Cb e 4010pF 求得 CC1C 2

1,2

CC 800.4pF 1 2

nC32

C 0.08，R L n22R L

50.88 3 C1,2

又 n

C1C 0.2，g111

IEQIEQi gm1 C V 2REreRETVT根据振幅起振条件，g1EQL

m n

g L ngi， 即

IV

g T

n(1 n)

，求得IEQ

> 3.21mA

示。由于C1>>

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3-18 试指出如图所示各振荡器电路的错误，并改正，画出正确的振荡器交流通路，指出晶体的作用。图中CB、CC、CE、CS均为交流旁路电容或隔直流电容。

解：改正后的交流通路如图所示。

图(a)L用C3取代，为并联型晶体振荡器，晶体呈电感。

图(b)晶体改接到发射极，为串联型晶体振荡器，晶体呈短路元件。

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3-22 试判断如图所示各RC振荡电路中，哪些可能振荡，哪些不能振荡，并改正错误。图中，CB、CC、CE、CS对交流呈短路。

解：改正后的图如图所示。

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(a)为同相放大器，RC移相网络产生180 相移，不满足相位平衡条件，因此不振。改正：将反馈线自发射极改接到基极上。

(b)中电路是反相放大器，RC移相网络产生180 相移，满足相位平衡条件，可以振荡。

(c)中放大环节为同相放大器，RC移相网络产生180 相移，不满足相位平衡条件，因此不振。改正：移相网络从T2集电极改接到T1集电极上。

(d)中放大环节为反相放大器，因为反馈环节为RC串并联电路，相移为0 ，所以放大环节应为同相放大。改正：将T1改接成共源放大器。

3-23 图（a）所示为采用灯泡稳幅器的文氏电桥振荡器，图（b）为采用晶体二极管稳幅的文氏电桥振荡器，试指出集成运算放大器输入端的极性，并将它们改画成电桥形式的电路，指出如何实现稳幅。

解：电桥形式电路如图所示。

(a)中灯泡是非线性器件，具有正温度系数。起振时，灯泡凉，阻值小(Rt)，放大器增益大，便于起振。随着振荡振幅增大，温度升高，Rt增加，放大器增益相应减小，最后达到平衡。

(b)中D1、D2是非线性器件，其正向导通电阻阻值随信号增大而减小。起振时，D1、D2截止， 负反馈最弱，随着振荡加强，二极管正向电阻减小，负反馈增大，使振幅达到平衡。

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4-1 如图是用频率为1 000 kHz的载波信号同时传输两路信号的频谱图。试写出它的电压表达式，并画出相应的实现方框图。计算在单位负载上的平均功率Pav和频谱宽度BWAM。

解：(1)为二次调制的普通调幅波。 第一次调制：调制信号：F = 3 kHz

载频：f1 = 10 kHz，f2 = 30 kHz

第二次调制：两路已调信号叠加调制到主载频fc = 1000 kHz上。 令 = 2 3 103 rad/s

1 = 2 104 rad/s 2= 2 3 104 rad/s c= 2 106 rad/s

第一次调制：v1(t) = 4(1 + 0.5cos t)cos 1t

v2(t) = 2(1 + 0.4cos t)cos 2t

第二次调制：vO(t) = 5 cos ct +[4(1 + 0.5cos t)cos 1t + 2(1 + 0.4cos t)cos 2t] cos ct

= 5[1+0.8(1 + 0.5cos t)cos 1t + 0.4(1 + 0.4cos t)cos 2t] cos ct

(2)

(3)1○

10 kHz的振幅调制波平均功率

Vm01 = 2V，Ma1 = 0.5

121P01 VmPav1 2P01(1 Ma21) 4.5W 01 2W；

22

2○

f2 = 30 kHz

Vm02 = 1V，Ma2 = 0.4

121P02 VmPav2 2P02(1 Ma22) 1.08W 02 0.5W；

22

3○

fc

= 1000 kHz

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Vm0 = 5V

12

P0 Vm0 12.5W 2

总平均功率Pav = P0 + Pav1 + Pav2 = 18.08 W 4○

BWAM

1000) = 66 kHz

由频谱图可知Fmax = 33 kHz 得 BWAM = 2F = 2(1033

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4-3 试画出下列三种已调信号的波形和频谱图。已知 c>> (1) v(t) = 5cos tcos ct(V)； (2) v(t) = 5cos( c+ ) t；

(3) v(t) = (5 + 3cos t) cos ct。 解：(1)(a)；(2)(b)；(3)

(c)。

4-6 何谓过调幅？为何双边带调制信号和单边带调制信号均不会产生过调幅？

答：调制信号振幅大于载波信号振幅的情况称为过调幅。因为双边带和单边带调制信号已经将载波信号抑制，故均不会产生过调幅。

4-8 一非线性器件的伏安特性为

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gvi D

0

v 0

v 0

式中v = VQ十v1v2 = VQ＋V1mcos 1t＋V2mcos 2t。若V2m很小，满足线性时变条件，则在VQ

V1m/2、0、V1m三种情况下，画出g(v1)波形，并求出时变增量电导g(v1)的表示式，分析该器件在什么条件下能实现振幅调制、解调和混频等频谱搬移功能。

解：根据伏安特性画出增量电导随v的变化特性g(v)如图所示。

(1)VQ V1m时，画出g(t) 波形如图所示。

1Vm

1π ，图中通角由cos 求得 Vm23

12

131g0 gd t gD Dπ 2π332g1nπgn 3πgDcosn

td t Dsin()

π 3nπ3

π

π

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2g1

g(t) gD D

3π

1nπ

)cosn 1t n3n 1

(2) VQ = 0时，画出g(v)

122

g(t) gDK1( 1t) gD( cos 1t cos3 1t )

2π3π

1 2 gD[ ( 1)n 1(2n 1) 1t]

2n 1(2n 1)π

(3) VQ = V1m，g(t) = gD，如图所示。

可见，(1)、(2)中g(t)(3)中g(t)仅有直流分量，故无法实现频谱搬移功能。

为实现消除一些有害无用的组合频率分量，使输出有用信号的质量提高，在实现频谱搬移功能时，应遵循有用信号较弱，参考信号较强的原则。

调制时：v1 = Vcmcos ct(载波)，v2 = V mcos t(调制信号)

解调时：v1 = Vcmcos ct(参考信号)，v2 = Vsm(1 + Macos t)cos ct(调幅信号) 混频时：v1 = VLmcos Lt(本振信号)，v2 = Vsm(1 + Macos t)cos ct(调幅信号)

4-9 在如图所示的差分对管调制电路中，已知vc(t) = 360cos10 106t（mV），v (t) = 5cos2 103t（mV），VCC =｜VEE｜= 10 V，REE =15 k 很大，VBE(on)可忽略。试用开关函数求iC =（iC1 iC2）值。

解：由教材(4-2-14)可知

iC = iC1 iC2 =令xc 其中I0

i0th(

vc

) 2VT

VCM

，i0 = I0 +VT

i (t)

VEE 5VREE

v(t)11

mA，iΩ(t) Ω 10 3cos(2π 103t)(mA) 3REE3

1

i0 [1 10 3cos(2π 103t)](mA)

3V360mV

13.85 10 又xc cm

VT26mV

xc444cos ct) K2( ct) cos ct cos3 ct cos5 ct 2π3π5π

x1

iC i0th(ccos ct) [1 10 3cos(2π 103t)]K2( ct)

所以 23

[1 10 3cos(2π 103t)][0.42cos(10π 106t) 0.14cos(30π 106t) 0.084cos(50π 106t) ](mA)

则th(

4-11一双差分对平衡调制器如图所示，其单端输出电流

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