LTE培训材料-2 LTE关键技术分析

一、高阶调制、AMC、HARQ和宏分集技术分析 ——LTE的调制方式

LTE支持多种调制方式，由系统根据信道条件自适应选择

LTE定义的物理信道可以分为上行物理信道和下行物理信道，上行和下行均支持QPSK、16QAM、64QAM这三种调制方式，如图所示

正交振幅调制（QAM，Quadrature Amplitude Modulation）是一种振幅和相位联合键控。在QAM体制中，信号的振幅和相位作为两个独立的参量同时受到调制。

调制映射模式

不同的调制方式使用不同的调制映射模式 调制映射（Modulation Mapping），简单点的理解就是：根据不同的调制阶数（也就是Qm）和输入的信息比特（一般是加扰后的信息）情况来确定一个复值调制符号的实部（I）和虚部（Q）的值 注：

1）Qm在LTE协议上的规定有四种：1-BPSK，2-QPSK，4-16QAM，6-64QAM 2）复值调制符号的形式x?I?jQ

3）各种Qm对应的调制映射值见协议：TS36.211-7.1节

4）调制映射侧重的是映射过程（简单的说就是把一路信号映射到IQ两路上），而调制的作用（最突出的是频谱搬移）会在后续处理流程中体现

调制映射采用二进制1和0作为输入，产生复值调制符号x?I?jQ作为输出 BPSK调制时，单比特b(i)将映射为复值调制符号

QPSK调制时，两比特对b(i)，b(i?1)映射为复值调制符号

16QAM调制时，四比特对b(i)，b(i?1)，b(i?2)，b(i?3)映射为复值调制符号 64QAM调制时，六比特对b(i)，b(i?1)，b(i?2)，b(i?3)，b(i?4)，b(i?5)映射为复值调制符号

其矢量图如图所示，由于从矢量图看像是星座，故又称星座（Constellation）调制

下行物理信道上的调制方式

PDSCH：物理下行共享信道——QPSK、16QAM、64QAM PMCH：物理多播信道——QPSK、16QAM、64QAM PDCCH：物理下行控制信道——QPSK PBCH：物理广播信道——QPSK

PHICH：物理HARQ指示信道——BPSK PCFICH：物理控制格式指示信达——QPSK

上行物理信道的调制方式

PUSCH：物理上行共享信道——QPSK、16QAM、64QAM PUCCH：物理上行控制信道——QPSK PRACH：物理随机接入信道——QPSK

——LTE关键技术_高阶调制对吞吐量的改善

在蜂窝移动通信系统中，一个非常重要的特征是无线先到的时变特性

PA3或PB3是协议设计的某种信道环境。PA是：Pedestrian（步行） A ； PB是Pedestrian B； 3指UE移动速度3km/h。

PB3比PA3信道环境更恶劣。PB3比PA3时延更长，干扰更大。 详见协议25.890的12.2章节。

——如何才能有效地利用信道的变化特性呢？下面就介绍链路自适应技术 所谓链路自适应技术，就是指系统根据当前获取的信道信息，自适应地调整系统传输参数的行为，用以克服或者适应当前信道变化带来的影响。

通常情况下，链路自适应技术主要包含以下技术： 1）自适应调制和编码技术 2）功率控制技术 3）混合自动重传请求 4）信道选择性调度技术 这些技术是密不可分的，它们都是系统为了适应信道变化、提高链路和系统容量而采用的自适应技术

——自适应调制和编码简称AMC（Adaptive Modulation and Coding）,是一种基于物理层的链路自适应技术，根据信道条件的变化，动态地选择适当的调制和编码方式（Modulation and Coding Scheme，MCS），变化的周期为一个TTI

选择过程的重要输入是上行链路UE传输的CQI（Channel Quality Indicator，信道质量指示）反馈。

——根据CQI值发送信号的调制方案和编码率如表所示

——在蜂窝通信系统当中，由于无线信道时变特性和多径衰落对信号传输带来的影响，以及一些不可预测的干扰会导致信号传输的失败，通常采用前向纠错（FEC，Forward Error Correction）编码的技术和自动重传请求（ARQ，Automatic Repeat reQuest）等方法来进行差错控制，从而保证服务质量。

在LTE系统中将ARQ和FEC混合使用，即混合自动重传请求（HARQ，Hybrid Automatic Repeat reQuest）体制。

HARQ有两种运行方式：

⑴ 跟踪（Chase）或软合并（Soft Combining）方式－即数据在重传时，与初次发射时的数

据相同；

⑵ 递增冗余(Incremental Redundancy)方式－即重传时的数据与 发射的数据有所不同。后一种方式的性能要优于第一种，但在接收端需要更大的内存。终端的缺省内存容量是根据终端所能支持的最大数据速率和软合并方式设计的，因而在最大数据速率时，只可能使用软合并方式。而在使用较低的数据速率传输数据时，两种方式都可以使用。

——eNode B中物理层的HARQ操作

——HARQ重传方式分类

——CC重传方式举例

——IR重传方式举例

CC重发相同数据，以及IR重传部分数据，哪种效果好？视具体情况而定，信道条件好是IR效率比较高。

——ARQ重传机制

目前在数据通信中定义了3种基本的ARQ的重传机制，分别是停等式（SAW，Stop-And-Wait）、后退N步式（GBN，Go-Back-N）和选择重传式（SR，Select Repeat），下面就停等式作详细介绍

在采用停等式ARQ协议的传输系统中，发送端每发送一个数据包就暂时停下来，等待接收端的确认信息。当数据包到达接收端时，对其进行检错，如果接收正确，则返回ACK信号，如果错误，则返回NACK信号。当发送端接收到ACK信号时，就发送新的数据，否则重传上次传输的数据包。而在等待确认信息期间，信道是空闲的，不发送任何数据。

——从重传的时序安排角度，可以将HARQ分成同步HARQ和异步HARQ两种

同步HARQ：即么个HARQ进程的时域位置被限制在预定义好的位置，这样可以根据HARQ进程所在的子帧编号得到该HARQ进程的编号。同步HARQ不需要额外的信令指示HARQ进程号。

异步HARQ：不限制HARQ进程的时域位置，一个HARQ进程可以在任何子帧。异步HARQ可以灵活的分配HARQ资源，但需要额外的信令指示每个HARQ进程所在的子帧。 ——除重传的时域位置外，从传输配置角度还可以将HARQ分成自适应HARQ和非自适应HARQ 自适应HARQ：可以根据无线信道条件，自适应的调整每次重传采用的资源块（RB）、调制方式、传输块大小、重传周期等参数。可看作HARQ和自适应调度、自适应调制和编码的结合，可以提高系统在时变信道中的频谱效率，但会大大提高HARQ流程的复杂度，并需要在每次重传时都发送传输格式信令，大大增加了信令开销。

非自适应HARQ：对各次重传均用预定义好的传输格式，收发两端都预先知道各次重传的资源数量、位置、调制方式等资源，避免了额外的信令开销

自适应HARQ可以看做是HARQ和AMC相结合，可以自适应的调整每个进程数据的调制方式、传输块大小。

非自适应HARQ是对各次重传采用预定好的传输格式，接收的数据按照预定的格式解码，避

免额外的信令开销。

经过研究，决定在下行采用自适应的异步HARQ，上行采用非自适应的同步HARQ

——下行异步HARQ操作是通过上行ACK/NACK信令传输、新数据指示、下行资源分配信令传输和下行数据的重传来完成的，具体流程如下

——下行HARQ流程的时序如图所示，UE首先通过物理上行控制信道（PUCCH）向eNode B反馈上次传输的ACK/NACK信息。此ACK/NACK信息经过一定的上行传输延迟到达eNode B,eNode B对PUCCH中的ACK/NACK信息进行解调和处理，并根据ACK/NACK信息和下行资源分配情况对重传数据进行调度。然后PDSCH按照下行调度的时域位置发送重传数据，并经过一定的下行传输延迟到达UE端，UE经过一定的处理延迟对下行重传完处理，并通过PUCCH再次反馈针对此次重传的ACK/NACK信息。一个下行HARQ RTT到此结束。

LTE采用共享信道

——上行同步HARQ操作时通过下行ACK/NACK信令传输、NDI和上行数据的重传来完成的，具体流程如下

上行HARQ流程的时序如图所示，eNode B首先通过PHICH（物理HARQ指示信道）向UE反馈上次传输的ACK/NACK信息。此ACK/NACK信息经过一定的下行传输延迟到达UE，UE对PHICH中的ACK/NACK信息进行解调和处理，并根据ACK/NACK信息在预定义的时域位置通过PUSCH发送重传数据，并经过一定的上行传输延迟到达eNode B端。ENode B经过一定的处理延迟对上行重传完成处理。并通过PHICH再次反馈针对此次重传的ACK/NACK信息。一个上行HARQ RTT到此结束

——对于停等式HARQ，在一个HARQ进程中，一次传输发出后，需等待长度为RTT的时间才能决定下一次传输是传输新数据，还是进行旧数据的重传。在这段时间内，eNode B/UE当然不能停止传输而白白地等待。因此，必须发起其他的并行HARQ进程（HARQ Process），以充分利用时域资源。

HARQ进程的数量与RTT，也即和传输时延和UE/eNode B的处理延迟直接相关，RTT越大，需要支持越多的并行HARQ进程数量以填满RTT，HARQ进程的数量应约等于RTT/TTI。 注：TTI（Transmission time interval）传输时间间隔

RTT（Round-Trip Time）循环时间、往返时间

——HARQ进程数量的估算

UE和eNode B的处理延迟很大程度上是和具体实现相关的。如果考虑一个处理延迟的合理上限，可以将UE的处理延迟估算为2ms（包括下行数据解码和上行数据的编码/复用），而将eNode B的处理延迟估算为3ms（包括下行数据的调度/复用/编码和上行数据的解码）

传输延迟取决于eNode B和UE之间的距离，以6.7us/km计算，因此，对于较小的小区，传输延迟相对处理延迟基本上可以忽略。而对于较大的小区，传输延迟则难以忽略。经过研究发现，对于半径在15km以下的小区，支持7个HARQ进程就够了。单对于更大的小区，则需

要8个HARQ进程，8个HARQ进程最大可以支持100km半径的小区。

HARQ进程数量为7，一方面可以实现较低的RTT（即较低的重传延迟），另一方面，较小的HARQ进程数量要求的缓存也较小。因此，在LTE下行，为了在支持大小区覆盖的同时又能对小小区场景进行优化，可以考虑同时支持两种HARQ进程数量，即在7和8之间可配置。而在LTE上行，为了尽可能降低UE的HARQ复杂度，最终确定只支持HARQ进程数量为8个

另外，对于TDD系统，HARQ进程的数量还取决于上下行时隙的比例

——HARQ显著提升低信噪比的性能，对改善小区边缘覆概率是有好处的

——宏分集的取舍是LTE项目进入技术讨论以来，需要第一个做出决定的关键技术。

宏分集技术包括上行和下行宏分集两种方式。上行宏分集指的是终端UE发送的上行信号被两个或两个以上的基站（小区）接收到，并将接收信号进行选择性合并或软合并，提高接收信号的性能。

对于下行宏分集，下行信号在两个或两个以上的基站（小区）发送，终端对不同基站（小区）来的接收信号进行软合并并处理。

——在UTRA系统中，宏分集技术具有能够提高系统容量和小区边缘传输速率，以及增加小区覆盖范围的优点，被应用于WCDMA FDD系统中。

——宏分集技术的取舍之所以成为物理层需要尽快决定的技术，主要原因是宏分集技术的取舍决定了E-UTRA系统的网络架构，对LTE/SAE系统的发展方向有深远的影响

如果E-UTRA系统支持宏分集技术，则意味着现有的核心网（CN）、无线网络控制器（RNC）和基站（Node B）三层的网络架构将被保留，否则将可能演进为核心网加基站的扁平化网络架构方式

——关于宏分集取舍的关键问题集中在宏分集在可能采用的多址接入方式中是否会带来显著的性能增益。

支持宏分集的公司认为采用宏分集可以提高小区的边缘的性能、小区的传输容量和覆盖范围 而反对的一方则认为，在可能采用的多直接入技术如（OFDMA/FDMA）中宏分集技术并不会为传输带来太大的好处，却会使得系统的网络机构复杂度增加（采用三层网络架构），这样会提高系统的成本，并由于三层网络机构增加了系统的控制平面和用户多平面的传输时延，从而影响系统的性能

——下面首先讨论宏分集技术在WCDMA FDD系统中的应用情况，然后结合E-UTRA的多址接入技术讨论宏分集技术在E-UTRA系统网络架构和物理层性能的影响

宏分集技术在WCDMA中的应用情况

在WCDMA FDD的R5之前，上下行宏分集被用于软切换中，以提高小区边缘的传输性能。

对于下行宏分集，传输格式（传输快大小、调制方式和编码速率）相同的数据从几个不同的基站（小区）在专用物理数据信道（DPDCH）中传输，终端接收到不同小区的数据，进行软

合并后，输入译码器进行译码处理

同样，对于上行宏分集，数据通过DPDCH发送，在几个基站（小区）中接收后通过软合并（统一个基站的不同小区）或者选择性合并（不同基站间）对接收信号进行处理

——但是，到了R5中，下行增加HSDPA技术，HSDPA的基本原理是采用速率自适应方式，根据终端信道的实时变化情况，通过共享信道中资源调度的方法发送数据。

由于终端对于不同基站的信道条件变化不同，不同基站在与相同的终端通信时可能会选择不同的AMC等级，这样将会增加软合并实现的难度。同时由于AMC和HARQ的使用减少了宏分集带来的分集增益。HSDPA没有使用软切换方式。

R6版本：

上行增加HSUPA功能，继续保留宏分集

——LTE系统对宏分集的取舍

下行宏分集的取舍：由于E-UTRA系统中采用的信息传输方式与HSDPA有相似之处，即主要采用基于信道质量的速率自适应调度方法。正如前面的分析，在HSDPA中没有使用下行宏分集，相对而言，在LTE系统中采用下行宏分集有更大的困难。

一是由于下行宏分集需要在相邻的小区同时为一个UE分配相同的频率资源，传输相同的数据，因此需要消耗两倍的系统资源

另外，OFDM下行宏分集系统还需要采用的更大的循环前缀（CP），以避免下行失步造成的基站间干扰，造成频谱效率的额外损失

因此，各公司很快对E-UTRA系统中不使用下行宏分集达成了共识

——与下行相比，3GPP对上行宏分集的取舍却迟迟不决。上行宏分集的讨论集中于系统采用的切换方式，切换方式可以采用以下3种：硬切换、软切换（软合并/选择性合并）、小区间快速选择

真正的宏分集技术的基础是软切换，这种CDMA系统的典型技术应用在FDMA系统中却可能“弊大于利”。更重要的是，软切换需要一个“中心节点”（如UTRAN中的RNC）来进行控制和合并，这和大多数公司推崇的网络结构的“扁平化”、“分散化”背道而驰。

在LTE的需求中，对用户面和控制面的时延有着苛刻的要求，因此大多数公司都希望采用扁平化的两层网络结构。如果采用上行宏分集，则意味着需要保留现有UTRAN系统的三层网络架构，三层网络架构会对系统的传输时延带来较大的影响。

——下面给出了采用三层网络架构和两层网络架构对用户传输时延影响的示意图 在图中，左边采用三层网络架构的E-UTRAN系统，如果应用上行宏分集，需要服务RNC（SRNC）、DRNC、两个Node B和一个终端5个节点来完成数据的接收（2个Uu、2个Iub 和1个Iur接口）

而右边采用两层网络架构的系统，不采用上行宏分集，只需要2个节点和一个空中接口即可完成数据接收。

对于三层网络架构，由于节点间需要进行交互，会大大增加传输的延迟。因此在三层网络架构下，为了满足LTE对用户面单向最大5ms传输时延的需求，每个网络节点和接口的复杂度都会增加，系统需要付出更大的代价。

因此，经过长期激烈的讨论，3GPP最终决定对单播（unicast）系统不采用上行宏分集技术

二、OFDM技术基本原理 ——传统的数字通信系统，数字基带信号需经过数字调制将其频谱搬移到高频处，形成适合在信道中传输的带通信号。大都采用一个正弦型振荡作为载波，将基带信号调制到此载波上。

但信道往往是不理想的，在已调信号频带上很难保持理想传输特性时，会造成信号的严重失真和码间串扰。为了解决这一问题，除了采用均衡器外，途径之一就是采用多个载波，将信道分成许多子信道，将基带码元均匀分散地对每个子信道的载波调制。

上述按频率来划分信道的方法称为频分复用（FDM），在FDM中，信道的带宽被分成多个相互不重叠的频段（子通道），每路信号占据其中一个子通道，并且各路之间必须留有未被使用的频带（防护频带）进行分隔，以防止信号重叠。在接收端，采用适当的带通滤波器将多路信号分开，从而恢复处所需要的信号。

频分复用/频分多址（FDM/FDMA）技术其实是一种传统的技术，将较宽的频带分成若干较窄的自带（子载波）进行并行发送是最朴素的实现宽带传输的方法。但是为了避免个子载波之间的干扰，不得不在相邻的子载波之间保留较大的间隔，这就大大降低了频谱效率。

所以在3G时代，频谱效率更高的TDM/TDMA和CDM/CDMA技术成为无线通信的核心传输技术。

但近几年，由于数字信号处理技术FFT（快速傅里叶变换）的发展，是FDM技术有了革命性的变换，FFT允许将FDM的各个子载波重叠排列，同时保持子载波之间的正交性（避免子载波之间干扰）。部分重叠的子载波排列可以大大提高频谱效率，因为相同的带宽内可以容纳更多的子载波。

——OFDM发射机结构如图所示。经过信道编码后的数据比特，通过串并转换和调制星座映射后，可视作频域信号。然后将这些调制符号映射到M个子载波上，并通过IFFT（反快速傅里叶变换）将这M个并行子载波上的频域信号转换到时域，IFFT输出的OFDM符号为N点采样的时域信号（N为IFFT长度，N>=M），也即M个子载波上时域信号的合并波形。

在将此时域信号调制到载波上之前，还要在每个OFDM符号之前插入一个循环前缀（Cyclic Prefix，CP），以在多径衰落环境下保持子载波之间的正交性。插入CP就是将OFDM符号结尾处的若干采样点复制到此OFDM符号之前，CP长度必须长于主要多径分量的时延扩展。最后经过并串转换将多个子载波的时域信号进行叠加，形成OFDM发送信号

OFDM接收机的结构大致为发射机的逆过程，其核心部分是FFT处理。由于主要的多径分量

都在CP长度内，因此是发射信号经过一定位移的循环副本，所以FFT可以自然地将这些多径分量合并，同时保证子载波之间的正交性。经过FFT处理，时域的OFDM信号将还原到频域，即每个子载波上的发送信号

在该系统中，使用FPGA完成信号的突发检测和定时，DSP完成FFT/IFFT变换和QAM/QPSK调制解调。

——OFDM的核心操作：IFFT、插入CP

——OFDM实现方法 实现机理：

将高速串行数据流进行串并转换，得到N路并行的数据流 将每一路调制到相互正交的子载波上，子载波频谱可以重叠 传统处理方式需要很多振荡器，OFDM时只需要一个振荡器 ——

——正交性体现

在一个OFDM符号内包含多个子载波。所有的子载波都具有相同的幅值和相位，从图中可以看出，每个子载波在一个OFDM符号周期内都包含整数倍个周期，而且各个相邻的子载波之间相差1个周期。

——正交性

——OFDM是为多径衰落信道而设计的

多径接收信号的时域特性表现为时延扩展（TDS，Time Delay Spread），进而引起码间串扰（InterSymbol Interference，ISI） 频域特性表现为频率选择性衰落，所谓频率选择性衰落是指信号中各分量的衰落状况与频率有关，即传输信道对信号中不同频率分量有不同的随机响应。

——应用OFDM的一个重要原因在于它可以有效地对抗多径时延扩展。把输入数据流串并变换到N个并行的子信道中，使得每一个调制子载波的数据周期可以扩大为原始数据符号周期的N倍，因此时延扩展与符号周期的数值比同样降低N倍。

为了最大限度地消除符号间干扰，还可以在每个OFDM符号之间插入保护间隔（GI，Guard Interval），而且该保护间隔长度Tg一般要大于无线信道中的最大时延扩展，这样一个符号的多径分量就不会对下一个符号造成干扰。

在这段保护间隔内可以不插入任何信号，即是一段空白的传输时段。

然而在这种情况下，由于多径传播的影响，会产生载波间干扰（ICI），即子载波之间的正交性遭到破坏，不同子载波之间会产生干扰。

在系统带宽和数据传输速率都给定的情况下，OFDM信号的符号速率将远远低于单载波的传

输模式。在OFDM中，系统带宽有N个子载波占用，符号速率则为单载波传输模式的1/N。正是由于这种低符号速率使OFDM系统可以自然地抵抗多径传播导致的符号间干扰（ISI），另外，通过在每个符号的起始位置增加保护间隔可以进一步抵制ISI，还可以减少在接收端的定时偏移错误。

——这种保护间隔是一种循环复制，增加了符号的波形长度，在符号的数据部分，每一个子载波内有一个整数倍的循环，此种符号的复制产生了一个循环的信号，即将每个OFDM符号后Tg时间中的样点复制到OFDM符号的前面，形成前缀，在交接点没有任何的间断。因此将一个符号的尾端复制并补充到起始点增加了符号时间的长度。

——CP长度的确定 —— ——

——应对频率选择性衰落——窄带并行传输

——子载波间隔确定

——多普勒频移

当移动台在运动中通信时，接收信号频率会发生变化，称为多普勒效应，由此引起的附加频移称为多普勒频移（Doppler shift）。 ——

——子载波间隔确定-多普勒频移影响

——OFDM图示

三、OFDM技术的优势与不足 OFDM技术的优势

——OFDM技术的优势-频谱效率高

各子载波可以部分重叠，理论上可以接近Nyquist极限。

实现小区内各用户之间的正交性，避免用户间干扰，取得很高的小区容量。 相对单载波系统（WCDMA），多载波技术是更直接实现正交传输的方法

OFDM小区内用户之间信号是正交的，但小区间如果想做到同频组网的化，同频干扰还是比较严重的，需要相应的抑制小区间干扰的技术，如加扰（504个扰码，与504个小区ID对应）、干扰对消、干扰协调。

——OFDM技术的优势-带宽扩展性强

OFDM系统的信号带宽取决于使用的子载波数量，几百kHz—几百MHz都较容易实现，FFT尺寸带来的系统复杂度增加相对并不明显。

非常有利于实现未来宽带移动通信所需的更大带宽，也更便于使用2G系统退出市场后留下

的小片频谱。

单载波CDMA只能依赖提高码片速率或多载波CDMA的方式支持更大带宽，都可能造成接收机复杂度大幅上升。

OFDM系统对大带宽的有效支持成为其相对单载波技术的决定性优势。

——OFDM技术的优势-抗多径衰落

多径干扰在系统带宽增加到5MHz以上变得相当严重。

OFDM将宽带转化为窄带传输，每个子载波上可看作平坦衰落信道。

插入CP可以用单抽头频域均衡（FDE）纠正信道失真，大大降低了接收机均衡器的复杂度 单载波信号的多径均衡复杂度随着带宽的增大而急剧增加，很难支持较大的带宽。对于更大带宽20M以上，OFDM优势更加明显

——OFDM技术的优势-频域调度和自适应

集中式子载波分配可以进行时域调度和频域调度，可以获得多用户增益。

UE运动速度很快无法进行频域调度，此时更适合采用分布式分配方式，用户子载波均匀的分散到整个频域带宽内，来获得频域分集增益。

——多载波/单载波对频率选择性衰落的适应

单载波系统，只能根据平均信噪比来选择相应的调制编码方式，而多载波系统，可以将整个频带分成若干个小频带分别进行自适应调制和编码方式的选择（AMC），这样可以更好的适应频率选择性衰落，获得更佳的性能。

——OFDM技术的优势-实现MIMO技术简单

频率选择性衰落信道中，IAI和符号间干扰（ISI）混合在一起，很难将MIMO接收和信道均衡分开处理，采用混合处理的接收机复杂度比较高，OFDM使得信道衰落是平坦的，降低了接收机实现的难度。

——OFDM技术存在的问题 OFDM不足1——峰均比高

当独立调制的很多子载波连贯在一起使用时，OFDM符号就有很高的峰均比（PAPR）。当N个具有相同相位的信号叠加在一起时，峰值功率是平均功率的N倍。 高PAPR会增加模数转换和数模转换的复杂度，降低RF功率放大器的效率，增加发射机功放的成本和耗电量，不利于在上行链路实现（终端成本和耗电量受到限制）

降低PAPR技术：信号预失真技术、编码技术、加扰技术

下行使用高性能功放，上行采用SC-FDMA以改善蜂均比

——OFDM不足2——对频率偏移特别敏感 载波频率偏移带来两个破坏性的影响：

1.降低信号幅度（sinc函数移动造成无法在峰值点抽样）。 2. 造成载波间干扰（ICI）。

研究表明，在低阶调制下，频率误差控制在2%以内才能避免SNR性能急剧下降。使用更高阶调制时，频率精确度要求就更高。（360km/h速度 3GHz频率 多普勒频移1kHz）

时间偏移会导致OFDM子载波的相位偏移大。由于使用了CP，对时间同步要求在一定程度上可以放松。假如同步误差和多径扩展造成的时间误差小于CP，系统就能维持子载波之间的正交性。但如果时间偏移大于CP，就会导致载波间干扰（ICI）和符号间干扰（ISI）。如果CP太短，就不能完全避免ISI。CP的长度是由所要求的系统容量、信道相关时间、FFT复杂度共同确定的。短的CP，只允许有限的ISI，有利于更高的系统容量。

插入CP降低了OFDM对时间同步精度的要求，但由于子载波宽度较小，对频偏较敏感，因此OFDM系统需要保持严格的频率同步，以确保子载波之间的正交性。 多载波系统对载波相位噪声也比单载波系统更加敏感。

发射机和接收机的晶振的误差往往带来载波相位噪声。在OFDM系统中，载波相位噪声会造成相位偏移和ICI。造成ICI的原因：

1. OFDM符号周期内的信道变化（OFDM符号周期相对于信道相关时间太长） 2.非线性失真 3.保护间隔不够长

4.在接收机端的频率偏移和相位噪声

LTE使用频率同步解决频偏问题

——OFDM不足3-多小区多址和干扰抑制

OFDM系统虽然保证了小区内用户的正交性，但无法实现自然的小区间多址（CDMA则很容易实现）。如果不采取额外设计，将面临严重的小区间干扰（某些宽带无线接入系统就因缺乏这方面的考虑而可能为多小区组网带来困难）。可能的解决方案包括加扰、小区间频域协调、干扰消除、跳频等。

四、下行多址技术和上行多址技术

——在蜂窝移动通信系统中，多址接入技术（Multiple Access Techniques）用于基站与多个用户间在无线电广播信道中建立通信链路的一种信号调制方式。多址接入方式决定了信号的生成、发送和接收形态，并在后续系统物理层和高层关键技术选择和系统整体设计起到最为关键的作用，是整个蜂窝系统最为核心和基础性的技术。

在第一代模拟蜂窝系统中，典型的多址接入技术为频分多址，在第二代蜂窝系统中，以GSM为代表的蜂窝系统采用了时分复用的多址接入技术，在第三代蜂窝系统中，三大标准TD-SCDMA、WCDMA和CDMA2000系统都采用了码分多址技术，在后续的移动通信系统中，正交频分多址接入技术（OFDMA）成为了最为主要的应用方式。

在LTE系统中，多址接入技术在下行方向采用了OFDM的复用方式，而上行方向，为了确保终端功放的效率，采用单载波FDMA（SC-FDMA）作为上行多址技术，

从理论上说，SC-FDMA符号可从时域或频域生成，通过对SC-FDMA的多种具体实现方式进行了研究，最终决定采用具有单载波峰均比特征的DFT-s-OFDM多址方式

——OFDMA vs SC-FDMA

OFDMA将整个频带分割成许多子载波，将频率选择性衰落信道转化为若干平坦衰落子信道，从而能够有效地抵抗无线移动环境中的频率选择性衰落。由于子载波重叠占用频谱。OFDM能够提供较高的频谱利用率和较高的信息传输速率。

DFT-s-OFDMA可以认为是SC-FDMA的频域产生方式，是OFDM在IFFT调制前进行了基本傅里叶变换的预编码。

OFDM把数据符号独立调制到每个子载波（所以同一时刻每个子载波的幅度取决于响应数据符号的星座点位置）

SC-FDMA将传输带宽划分成多个并行子载波，这些子载波利用循环前缀（CP）或者保护间隔在频率选择性信道中保持正交性，CP的采用消除了SC-FDMA信息块的符号间干扰（ISI）。然而，OFDM的每个子载波上的调制符号是同一时刻在左右子载波上传输数据符号的线性合并。这样在每个SC-FDMA符号周期内，所有SC-FDMA子载波都携带了每一个数据符号的分量，从而使得SC-FDMA具有单载波系统的重要特性

——频域信号生成

频域SC-FDMA信号生成利用离散傅里叶变换扩展OFDM（DFT-Spread OFDM，DFT-S-OFDM），如图所示

DFT-S-OFDM SC-FDMA信号生成的第一步式对包含M个QAM数据符号的每一数据块进行M点DFT操作，

接着对DFT的输出信号补零使DFT大小和N个子载波的OFDM调制器相匹配（典型快速傅里叶逆变换），

补零以后的DFT的输出信号映射到N个子载波上，补零的位置决定了DFT预编码后的数据所映射的子载波

通常N大于已占用子载波的最大数量，因此可以提供有效的过采样和“sinc(sin(x)/x)”脉冲成形。

这样每个用户的发送信号由频域信号（传统OFDM）又回到了时域信号（和单载波系统相同），这样PAPR就被大大降低了。 之后再插入CP，并发送

——在接收机端，先经过去CP操作，再通过FFT将信号从时域变换到频域，然后用频域均衡器对每个用户的信号进行均衡（在发射机端必须插入CP以实现频域均衡），最后通过IDFT解扩展恢复用户数据

DFT-s-OFDM的优点是可以以一个发射机结构灵活地实现Distributed FDMA和Localized FDMA传输，在各种单载波传输技术中具有最灵活的资源映射，灵活度接近OFDMA。

——DFT-s-OFDM方式下的上行用户复用

——下行调制多址OFDMA

LTE下行多址采用OFDMA方式，将资源的最小分配单位定义为连续的12子载波，即资源块（RB，Resources Block）的概念。

在整个传输带宽的频域上将资源划分为一系列的RB每个UE可以使用其中一个或多个RB资源用于承载数据。单个用可以使用连续或离散的PRB用于数据传输，不同用户通过资源的频域正交性保证不同用户之间没有多址干扰。

另外，LTE的调度在时间上以1ms子帧为单位，即不同的子帧可以进行不同的分配。

OFDMA技术是基于时频二维资源的一种多址调度方式，频域上的调度资源为子载波，时域上的最小调度单元为slot。OFDMA可以实现时频调度，支持频域集中式分配和分布式分配。

——相对于OFDMA，SC_FDMA具有如下特性

相对OFDMA，具有更低的PAPR，便于UE功放的设计

相对传统的单载波频率复用，能实现用户间完全正交的频率复用，同时保证频谱效率 用户复用可以通过DFT变换，正交子载波映射等过程方便地实现 支持频率维度的链路自适应和多用户调度

五、LTE下行和上行MIMO技术

——多天线作为一种增强通信系统的方法，其价值在无线通信领域的早起就得到了认可。LTE系统的设计，从一开始就将MIMO设计作为一个重要部分。

——MIMO的定义

——MIMO技术的分类 传输分集——提高SNR

——MIMO系统的极限容量

——MIMO系统的极限容量的本质

——MIMO系统的极限容量—信道信息发端已知

——极限容量比较

应该分析一下图，说一下结论

——下行MIMO技术-使用场景 ——

——下行物理信道的基带信号处理

LTE系统支持基于多码字（Multiple CodeWord，MCW）的空间复用传输

所谓多码字，即用于空间复用传输的多层数据来自与多个不同的独立进行信道编码的数据流，每一个码字可以独立地进行速率控制，分配独立的HARQ进程，而单码字的空间复用传输是指用于空间复用传输的多层数据仅仅来自于一个信道编码之后的数据流。

——层映射

——码字/层/天线口之间的关系

——传输分集的层映射

——MIMO-传输分集

MIMO系统在发送信号前要对数据进行预编码，不同MIMO采用的预编码不一样。

空间分集预编码STBC\\SFBC：传输的是同一个数据的不同版本，而非发送的是不同数据流，只能提高SNR间接提高容量。 2天线采用SFBC 四天线SFBC+FSTD ——

——天线切换分集

——时间切换传输分集TSTD

——频率切换传输分集FSTD

——天线切换分集与SFBC结合

——空间复用传输

——空间复用层映射

——开环空间复用

——闭环空间复用

——闭环空间复用-预编码码本

——下行预编码方式

基于非码本的预编码方式：预编码矩阵在发送端通过专用导频来估计信道，并对信道矩阵SVD分解来获得预编码矩阵，不依赖终端反馈。

基于码本的预编码方式：预编码矩阵是在接收端终端获得，并反馈PMI。 —— ——

——下行MIMO的应用

采用分集模式时实施增强了接收机的性能，降低了解调门限，对系统的吞吐量没有改善 采用复用模式时可以增加单用户和系统的吞吐量

具体采用何种模式由系统上层根据用户的信道条件进行调度

——下行波束成形

波束成形与线性预编码在操作上有很多相似之处，但是其工作原理与预编码不同。预编码要求基站侧使用大间距的多根天线阵列，预编码矩阵需要匹配瞬时的衰落变化：而波束成形是一种应用于小间距的天线阵列多天线传输技术，其主要原因是利用空间信道的强相关性及波的干涉原理产生强方向性的辐射方向图，使辐射方向图的主瓣自适应地指向用户波方向，从

而提高信噪比，提高系统容量或者覆盖范围。

波束赋形分为三种情况，分别是：单流波束赋形、分组波束赋形（GBF）、基于分组波束赋形的空分多址（SDMA）

——Beamforming实现要求 需要采用专用导频

天线数量增加可以使用相对更少的参考信号 在基站侧需要进行通道校正

TDD系统可以利用上下行信道互易性

TDD系统需要上行Sounding或其它信息来进行Beamforming权值计算 更适合天线数量大于4的情况

Beamforming性能

单流Beamforming主要用于改善小区边缘的用户吞吐量； 双流Beamforming能够改善小区的平均吞吐量；

相比4天线MIMO，8天线Beamforming能带来较大增益

——下行多用户MIMO

——EMBMS中的MIMO技术

——上行MIMO的实现 ——上行MIMO技术

与下行相同，为了满足E-RTRA的需求，LTE系统支持上行应用MIMO技术，包括空间复用和传输分集，在LTE中应用MIMO技术的上行基本天线配置为1*2，即一根发送天线和两根接收天线。

——上行传输天线选择

为了节省功率和降低射频开销，在终端侧期望使用更小数目的功放。另一方面，为了改善可达到的数据速率和提供更大范围的覆盖，需要使用天线选择技术。

对于不同的双工方式，传输天线选择技术的应用方法不同 对于FDD模式，存在两种天线选择方案，即开环和闭环

——开环方案即UMTS系统中的时分切换传输分集方案（TSTD），如图所示。

在开环方案中，上行共享数据信道在天线间交替发送，这样，可以获得空间分集从而避免共享数据信道的深衰落。

——在闭环天线选择方案中，终端必须从不同的天线发送参考符号，用于在基站侧提供进行信道质量测量，基站选择可以提供更高接收信号功率的天线，用于后续的共享数据信道传输。被选中的天线信息需要通过下行控制信道反馈给目标终端。最后终端使用被选中的天线进行上行共享数据信道传输。

——上行传输天线选择的优缺点 开环方案有以下几个特点：

1）不需要发送用于天线选择的参考符号

2）在下行不需要发送告知天线选择信息的比特 3）比闭环方案获得更少的分集增益 4）适合基于竞争的信道和共享信道使用 闭环天线选择方案

1）需要传输用于天线选择的参考信号

2）需要在下行方向发送指示天线选择信息的反馈比特 3）比开环方案有更大的分集增益 4）适用于共享信道

——上行单用户、多用户MIMO

与下行多用户MIMO不同，上行MIMO是一个虚拟的MIMO系统，即每一个终端均发送一个数据流，但是两个或者更多的数据流占用相同的时频资源，这样从接收机来看，这些来自不同终端的数据流可以被看做来自同一个终端上不同天线的数据流，从而构成一个MIMO系统

下左图为传统的MIMO系统，即单用户MIMO（SU-MIMO），下右图为多用户MIMO（MU-MIMO）

——与SU-MIMO相比，MU-MIMO可以获得多用户分集增益，即对于SU-MIMO，所有的MIMO信号都来自同一个终端上的天线，而对于MU-MIMO，信号是来自于不同终端的，它比SU-MIMO更容易获得信道之间的独立性。

本文来源：https://www.bwwdw.com/article/899d.html