NCP1207制作75W电源的设计（转载）

采用NCP1207制做75W TV电源的设计

采用准方波谐振式变换器如已知的准谐振变换器设计反激式开关电源可以减小电磁幅射（EMI），并改善效率。由于产生的低水平噪声，QR型SMPS成为非常合适的需要低干扰的电子设备，如TV类的电源供应器。

ONSEMI的NCP1207, 即是一款这样的控制器，它很容易的令你的设计满足TV电源的要求，且外围组件很少，待机功耗也降到1W以下。

什么是准谐振变换

准谐振这个名词，通常由一个硬开关变换器加一个谐振槽路组成，工作时很象标准的

PWM控制器，增加一个网络在MOSFET处，形成一个可变的频率，电流及电压仅取决于工作模式，使之成为零电流（ZCS）或零电压（ZVS）方式工作。与传统PWM方式比较，QR工作方式有较少的开关损耗，但通过MOSFET的RMS电流增加，产生了较多的导通损耗，仔细设计可改善效率。当然，准谐振的主要优点还是减少了传导及幅射的频谱。

真实的ZVS准谐振意味着开关上的电压看上去象正弦的半园，图1示出其波形的形状。 这种技术的主要问题是在开关打开时电压较高，更多的时候甚至需要1KV的BVdss的MOSFET，结果设计师定向其选择，改成准谐振波形的谐振电源。

准方波谐振变换器

如我的所见，真实的谐振式要放置的MOS FET要能高压开关，如果我们紧盯在标准的硬开关波形（图2），我们可以看到给定时间内漏电压可减到最小，这刚好出现在磁芯复位之后。

从图2可知，设想控制器令MOSFET导通，直到其电流到设置点，然后令MOSFET关断，直到检测出磁芯复位。结果，控制器没有按时钟工作，仅在检测了负载及线路的条件状态来决定，这就是自由运转式工作。变换器按此技朮，常设计成自激振荡式的电源（SOPS）即波谷开关变换器。

振荡器原始可见图3，安排一个L.C网络出现。

取于此结构，有两个不同的结构可用。

在开关闭合时，初级电流流过初级电感LP，但也进入漏感LLEAK., 当导通时，能量

储存在Lp中，并将传输到二次侧，但漏感通过变压器两边之间的耦合，将其电压颠倒，并强加在迅速上升的漏极电压上。这个电流的斜率为, 此处CTOT为所有漏极结点的电容总和。MOSFET的电容，初级变压器的寄生电容，还有一些从变压器二次侧反射回来的电容，结果，LLEAK与CTOT形成一个自然频率的谐振网络，此频率为。 最大漏极电压可以用LC网络阻抗特性算出。

当变压器磁芯复位，初级及次级电流回到零，二次侧二极管停止导通及向初级反射电压自然地消失。从图3，这意味着VIN之后所有的都到零，VDS趋向VIN, 当然，传输缺乏一个网络会很笨，此时用Lp初级电感及与CTOT, 相同的电容正好形成网络。一个正弦振铃位于此处，由现有的电阻损耗破坏掉，DC+初级的AC阻抗，漏源电压波形按下式谐振：

= 代表一个因子， 用 a

2*LP

自然振荡频率

VIN-输入电压，VF-二级管正向压降， 匝比。

我们可以从图4看到，漏极在进入波动时的各处变化，这些称作波谷，如果我们在波谷处令MOS开启，则有最小的开启损耗，实际上这些相应的损耗为：

这样，准方波工作（或波谷开关）将在VDS最小时执行一个预先的开关激活，正如各个图中描绘，会出现一些时间进一步使变压器复位。用这种方法，我们建起一个变压器，它自然地展示出一个变频的工作，由于复位时间取决于输入/输出工作条件，图5示出最短的准方波变换方式。

其中一种可能是首先磁化（TON时），然后完全复位（Toff时）最后加一点延迟时间（TW）, 以此实现漏极上的最小电压值，让我们看频率如何随输入输出条件移动。 自由振荡频率可以用图6方法评估，这里描述了初级电感电流，从变化的斜率，我们可以很快表示出前两项，Ton及Toff。

对于Tw，它是自然振荡频率的1/4，由（4）式给出，我们将算出：（4）式的导数及它的最小值为0。

（10）

它给出如下结果：

（11）

当然，这个结果因为它固有的复杂性不是特别实用，如果我们求解（10）式，可以看

到在COS项等于1时达到最小，求解t其Cos值等于0或整个乘积等于π，这样： （12）

当然这结果仅对于低阻尼系数是正确的，这就是说e-a*t=1此式表示对广大区域它是够好了。

作为结果，最后的开关周期由整个按顺序及输入功率计算出来。

（13）

（14）

（15）

（16）

现在将fsw代入（16）式，给出：

（17）

用

η为效率，Pout为输出功率，Vout为输出电压。

Vf为整流器电压降，Id = Iout Lp为初级电感

令2*Lp*Pout = A, 则

从公式（16）我们可以算出开关频率

（19）

当然，公式（18）不是很实际，因为它包含Lp，我们实际看到什么？

它可以用于从已知电感、电容求解峰值工作电流，但是忽略Tw，更简单的公式用于第一个频率的重申。

(eq.21)

进入（21）式，扩展开并标出fsw比较其变化，（Vout,Iout）给出理想的高频变化，图

7及图8表示出Fsw对应输入电压及输出电流的变化。

对比EMI特征

图11和图12给出了准谐振与硬开关在同样工作条件下的传导EMI测试结果，由图

可见，准谐振明显比硬开关的干扰要弱，有利于TV应用。

决定磁芯复位问题

磁芯复位测试系采用一个独立的辅助范圈进行，其电压直接反应链接到变压器的磁通密度。*？

（eq22）

仅取决于器件，监视信号的极性必须适合它的检测电路，在NCP1207中，这个极性为反激式，这就是说当MOSFET关断时，辅助电压要下斜到地电平以下并停在这里，安全地箝在-0.7V，直到MOSFET关断，图12给出了NCP1207去磁信号的实例。

NCP1207准谐振式控制器 准方波谐振式工作，由于它的专用端子NCP1207能检测变压器磁芯在新周期开始之

前去磁，使功率MOS关断时基本为零电流，拿掉了开启损耗及二极管的反向恢复损耗，用延迟开启时间的办法，它又在最小MOS漏源电压时开启，从而减小了损耗及电磁干扰。NCP1207还能以最小的TOFF, 以防止频率在轻载时脱出，当去磁出现在消隐延迟结束之前时，器件要等待下一个波谷，才令新周开始。

低待机功耗

当输出功率减小，则反馈端电压在同时会减小，当低于所选的阈值时，器件开始跨越周期工作，但产生的工作脉冲刚好保持输出电压。这种周期跨越仅出现在低峰值电流，以确保待机工作时无噪音。

短路保护

IC执行监视反馈线路是否激活以决定是否进入省电的跨越模式，如果检测出短路消

失，控制器自动地回到正常工作状态。

OVP保护

用取样去磁线圈的电压平稳段，NCP1207能检测出输出过压，在此情况下，IC进入永久禁止输出的故障保护状态。这个保护会完全锁住，这意味着电源不得不从主线塞住，但不是锁死。

外功率MOS FET连接

从IC到外部功率MOS的引线，你可以选择器件，专门适合于你的应用，你还可以

有能力去控制栅信号的波形，用辅助方法减小EMI及视频噪声。

SPICE模型

自由运转型允许逐个周期瞬时地仿真去验证理论设计，并帮助快速设计功率级，平均

模型检证到AC分析还是可能的，容易稳定控制环路，准备到使用样板可以从ORCAD PSPICE下载，也可以从ONSEMI网上下载ISPICE软件。 数据表给出了完整的详细的有关NCP1207的执行方法。

设计程序

1，反射电压

让我们首先从选择二次测电压折返开始设计，这将给出一次侧二次侧的变压器的匝

数比。如果我们决定使用相对便宜的600V MOSFET就按下式选择匝比：

VINmax+N(VOUT+VF)＜600V

VINmax为370V,(Vout+VF) 大约110V，如果我们保留10%的安全范围，则N

＜1.5，我们选定1.2，这样反射电压为130V。 2. 峰值电流

知道了匝数比，我们现在计算峰值初级电流，对于75W的输出功率，忽略延迟时间TW，即漏电压谷和零电流之间的延迟，则

VIN min为110V，效率η为85%，再加上其它各因素得出Ip max=2.96A, 选定3.5A作计算，以容忍误差，NCP1207电流检测电压为1V，所以放置。

的检测电阻，用四支1.1Ω电阻并联。 3，初级电感

为计算初级电感Lp，我们需要决定控制器允许的开关频率的范围，这里有两个条件，在低线最大功率，开关频率必须在音频以上（＞20KHz）。在高线，最低正常功率，MOSFET的关断时间（Toff+Tw）必须高于8us，为防止控制器跳跃于两谷之间（这样变压器会产生噪声），如果我们仍忽略Tw，则Lp可由下式求出：

如果选25KHz为最低频，对应110V、75w输出，则Lp≤687uH. 计及偏差，选择Lp = 600UH, 证实其满足二次侧条件。

对于60W输出功率，375Vdc, Ip = 1.46A, 从公式（9）有Toff = 6.74US。 如果我们接一支330p放于漏到源的电容，计算得Tw=1.4US。 Toff+Fw = 8.14US, 高于8us。

如果正常输出功率范围较宽，可选Lp高一些到650uH, 或增加C drin, 但这只是最后的调整会降低效率，在MOSFET导通时，Vds不等于0，就会达不到零电压开关（ZVS）。

4,箝制

在公式（3）中，我们计算出因漏感导致的过压现象

在此时，我们不知道L leak的值，但我们可以选择初级电感的2%作为初选值，从最后结果来看偏差不太大，再次考虑330pf电容加到漏极。在375V输入电压及75W输出功率时，Ip = 1.83A, 求出Vov Leak = 349V.

在达到MOSFET击穿电压点，我们只有95V的空间，所以我们要加一支箝制关断尖峰的电容。

请参照AN1679D计算这个箝制，你还可以使用一个SPICE仿真来测试此组件合适的值。

我们选用一个RCD箝制，用IN4937二极管、220pf电容及47KΩ电阻，还有一个10nf电容，这是一个有进取的设计，但要注意不能牺牲太多的效率。

如果我们设计的SMPS要工作在ZVS，就要有更大的漏电容，它会箝制漏电感的影响。

对于ZVS方式工作的电源做同样的计算

让我们开始作ZVS的电源设计，如果决定反射电压为300V, 我们必须用800V的

MOSFET，将有2.8的匝比，实际反射电压为308V，可能的的漏感影响区域将是117V，Ip max会达2.18A。加到同样条件，对Lp，得到Lp≦1.26mH若选1mH，则C drin 要大于1.6nf，以防60W输出时谷底跳上375Vdc。如果不用箝位网络保护MOSFET，则C TOT要高于2.05nf (对应L leak = 25uH的最大过压为115V), 可以选择2.2nf。

你可以看到在最坏情况下，许多参数都会变，最终会获得不同的变换器，增加反射电压，，保持更宽的ZVS工作范围会有代价提升。

? 开关频率要提升。

? 初级峰值电流及导通损耗要改善。 ? 二次峰值电流及导通损耗增加。

? MOS FET在开关工作时经受更大的电压应力。 ? MOS FET开启损耗可以拿掉（如果ZVS实现）。

为简化设计，可以从ONSEMI公司的网站下载一个展开表，它包括了所有寄生元件，此外AND8089/D中描述的各个公式，也可以用SPICE来仿真。 5. SPICE仿真。

6. 辅助绕组用于给控制器供电，同时检测变压器的去磁。为给VCC供电，电压要高于11V,（VCBOFF+VF）, 但要低于16V，(VCC最大允许值) 选择12V。

里有一支内部的箝位二极管保护1pin，以对应致命的过压，此二级管的电流此电压加到去磁端，要比过压保护阈值低（7.2V），要加二个外部电阻分压，平稳的电压在正常工作时为6.0V，它将容许一个2.4V的辅助绕组过压值，相应于108V的过压值为21.6V，这是可以接受的。这里有一个内部电阻28KΩ, 我们刚好需要加一支28K（或27K）电阻使之成标准值。这决不可超过+3mA/-2mA，我们必须要确保选择电阻满足此规范的要求。如果在起动时，辅助绕组给出 35V，（在输入最高线），那幺流过1pin的最大电流是：（3.5V+0.7V）/27KΩ=1.32mA，因此是安全的。

这个电阻接到绕组一端（称作ROVPI）, 还用作延迟MOSFET的导通，以确保其在漏电压的谷底处，如果整个1pin内部电容（10nf）没给出足够的延迟，则需外部补加电容。在我们的情况加一支82pf电容，它可将MOSFET 导通时间延至波谷时。 7. DSS

辅助绕组为什么还要用来给控制器供电的主要原因是对于600V的MOSFET，最大的栅充电电流会达到0.6A，其栅电荷达50nc，栅驱动电流I drv = fsw*Qg*Vdrv。即使对20KHz频率，Vdrv = 10V, I drv也会大于10mA。如果不用辅助供电，这个电流将直接通过DSS，尽管DSS能供出TV电源时需要。当二次侧重新配置以减小待机功耗，辅助电压也失效了，由于DSS，控制器仍能在待机时满功率运转，这就使得能在最低电压时还能稳压调节，并以待机到正常工作能平稳过渡。

高压端要接到主干线，最好通过一支IN4007二级管，以应对较低的待机功耗，由于减小了平均电压（因半波整流）所至。 8. 待机状态

待机消耗要降低到1W以下，为实现这个目标，二次侧电流必须减小，我们选择如下的二次测结构，用预定路径，将高压线圈送到低压输出，减小所有未用的输出。此结构选择了可控硅，并由手动开关去激活，以简化评估板（图16）。

实际上，储存在高压绕组中的能量用于灌满低压的输出电容，而保持调整率则由低压输出完成。由于绕组产生电流（无电压）接高压线圈到低压输出会更安全，但是因为

调整环路强制高压线圈供出低压，这样所有其它线圈也给出低压（此正常时低的电压）这样消耗总和就有效地降下来了。

在待机期间，调整率由齐纳二极管Dz2完成，由于NCP1207仍由DSS供电，甚至无更多的辅助电压时，调整点还是比正常时低，而只有强迫输出电压到高于最低输入时的电压调整率，但这里不需要任何防护。对5V输出的调整率，我们用标准的MC7805压降为2V，调整点7V即可。R9及C22可以加到用在待机和正常工作之间软化传输。如果环路补偿正确设计，这两个组件可以不用。

NCP1207进入低峰值电流跨越式工作以在轻载时有较低损耗，但是用一些廉价变压器时，峰值电流会太高，会产生音频噪音。在此情景，我们要建议用一个不同的执行方法对应待机时的调整率（图18），在调整的输出上放一个纹波，强制控制器运行在跨越周期状态，它就会产生较少的机械应力给变压器。

9. 过功率保护

NCP1207集成了短路保护是基于检测初级峰值电流，但不幸的是，我们见到此前峰值电流只取决于输入电压（图19）。检测电阻的选择要允许在低输入电压时能允许最大峰值电流流过MOS，但在高输入电压时，峰值电流给出同样的输出功率时，此电流则小得

多，而检测电阻是固定的，这样在高输入电压时给出的最大功率会大很多。解决方案是要建起一个过功率保护的方法。

执行OPP当然是可能的，增加少量元件即可达到，我们建议两个不同的方法。其一是根据输入电压补偿CS端电压，另一个则是检测输出电流。

目标1（过功率补偿）

传统的方法是用补偿法，将其加到初级电流信息与输入电压两者总量上，见图（19），但执行起来是不可能的，因NCP1207只能检测Rcs上的信号去用作跨越周期的检测电平，而且允许电平较低，所以只能采用辅助绕组的正向电压，加一支二极管，使之与辅助绕组串联。我们通过此通路检测正向电压，如图（20）。

这个正向电压正比于匝数比N，输入电压Vin，电阻Rfwd加到辅助绕组供电处。在正向供电激活时取样电流，知道了这个正向电压值及串联电阻值RSKIP, 就很容易计算补偿电阻RCOMP的值，建起所希望的电流检测信号在高输入电压时的偏差值。 这里有几个展示补偿效果的曲线，如图21及图22。

目标2（调节折迭）

采用检测流过输出端的电流的方法，以此建立一个有效过流保护的方法是可行的。在达到输出电流阈值时，把调整率的水平折返回去，这是特意完全独立于输入电压变化的方法。

用一支NPN晶体管可检测输出电流取样电阻Rsense的电压，然后拉下光耦中发光二极管的电压（图23），这种保护还取决于温度，但它在多数应用中都给出了足够的精度。这种方式的主要缺点是只能保护一组输出，必须在每个输出复制这种保护才可以。

最终设计出的等效电路

图（24）给出完整的设计电路，内部包含了所有设计步骤的结果。

其中主要点有：

? 对非ZVS工作的设计要加RCD吸收回路。

? 当在二次侧重划结构激活时，要用齐纳二极管调整。 ? 过电流保护仅在108V输出中使用。

此外PCB板还可接受下面几项选择：

? 在二次侧结构激活时，也可用纹波发生器调整。 ? 过功率补偿通过采用辅助绕组正向电压采样的方法。

在印板上，有两种形状变压器可供选择，OREGA及VOGC。 最后测试结果

效率：250VAC,84.3% 90VAC,85.1% 待机功耗：

VIN=230VAC Vout = 5V，30mA (即150mW输出)

? 用齐纳调整时，P stby = 850m W ? 用纹波调整时，P stby = 1W

传导EMI测试结果

在AC110V及AC220V测试结果如图25。

图（26）示出四种不同输出功率时主功率MOSFET漏极的波形。

最高漏极电压为：输入380VDC，80W输出功率时测得。MOSFET是安全的，如图 （27）所示。

图（28）展示出从待机到正常工作，正12V输出还是稳定的。 印板图给出如下：

PCB布局，几个重要点如下：

*大的交流环路面积，无论初级还是次级，都要尽量小，以减小EMI的幅射能量。 *主功率MOS漏级到变压器的接线要尽量短。

*散热器接地要有效，防止其成为噪声信号的发射源或感染地。

本文来源：https://www.bwwdw.com/article/7r52.html