基于SG3525的DCDC直流变换器的设计

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基于SG3525的DC/DC直流变换器的设计

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摘 要 本文调研分析了DC/DC变换器并联均流技术及其发展现状，介绍了集成芯片SG3525定频PWM的特点和主要功能，针对升压隔离推挽正激DC/DC变换器的工作原理及其特点，通过添加电流环为内环并将均流环和电压环并列，设计了一个基于改进式自主均流控制的DC/DC变换器并联系统。电源模块中，控制电路主要由电压霍尔元件，电流霍尔元件，集成运放LM324N，PWM芯片SG3525AN和隔离驱动电路构成，实现了DC/DC直流变换的作用。

关键词 SG3525； 改进式自主均流； 升压隔离型推挽正激； DC/DC变换

1 绪论

随着电能变换技术的发展, 功率MOSFET在开关变换器中开始广泛使用。为此, 美国硅通用半导体公司推出了SG3525, 以用于驱动沟道功率MOSFET。SG3525是一种性能优良、功能齐全和通用性强的单片集成控制芯片, 它简单可靠及使用方便灵活, 输出驱动为推拉输出形式，增加了驱动能力内部含有欠压锁定电路、软启动控制电路、PWM锁存器, 有过流保护功能, 频率可调, 同时能限制最大占空比。

电源系统的发展趋势是采用新型功率器件实现高性能电源模块化，再通过并联进行扩容，从而充分利用新型开关器件的高频优势，如减小系统体积、降低噪音、提高动态响应速度等。

目前，大量电子设备，特别是计算机、通讯、空间站等大型设备，均要求组建一个大容量、安全可靠、不间断供电的电源系统。如果使用单台电源来供电，该变换器将处理巨大的功率，电应力很大，而电力电子器件性能有限，要将单台变换器的容量做的很大比较困难。与传统的单电源供电相比，并联电源系统具有很多优点，如可实现大电流、高效率；有较高的可靠性；能够实现电源容量的可扩充性；可降低成本投入等。因而，并联均流技术将在大功率电源系统的应用中起主导作用[1]。

电子技术不断快速发展，推动信息产业、电源设计行业的不断兴起，因此，学习知识必须更加注重理论紧密联系实际，掌握知识就要更加强调解决应用创新的能力。通过着重学会面对利用SG3525等典型集成控制芯片设计基于改进式自主均流法的并联控制系统这样一个实际问题，如何收集资料，如何学习新的知识，如何制定解决问题的方案，并通过设计过程不断地去分析和解决遇到的一切问题，最终完成课题设计并提出改进的设想，达到提升能力的目的，为今后工作奠定坚实基础。

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2 升压隔离型DC/DC变换器技术参数

升压隔离型DC/DC模块电路参数设计中推挽正激电路具有功率管电压尖峰小，导通损耗低，变压器磁芯利用率高等优点，比较适合于大电流低电压输入的中大功率场合

[2]

。

本文选用推挽正激电路作为DC/DC并联模块的主电路拓扑，应用SG3525与LM324

芯片设计了电源模块的电压电流双闭环控制电路。根据并联系统的要求，1 kW推挽正激主电路应达到如下技术指标： 输入电压：55~65 V DC； 输出电压：400 V DC； 额定功率：1 kW；

工作频率：50 kHz。

2.1 高频变压器设计

推挽正激变换器的高频变压器中电感电流连续的工作模式下输入输出电压增益为：

Uo?2DN (2.1) Uin 其中，D为占空比，N为变压器线圈匝数。 (1)磁芯型号选择

根据变压器的计算公式如2.2，可以计算所需要磁芯Ap值。

2TonPo?108 Ap?AwAe? (2.2)

?B?KcKwinj其中，Ton为开通时间，Po为额定功率，?B为变压器的磁通密度，?为变压器的效率，

Kwin为变压器磁芯填充系数，Kc为磁芯填充系数，j为允许的电流密度。

(2)计算原副边绕组匝数

在低压满载时输入电压Uin，开通时间Ton最大，故按输入电压最低和输出满载的状况下计算变压器原边绕组匝数如下公式所示： N1?UinmiTnsDmax (2.3)

?B?10?4?Ae?10?4 2

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副边绕组匝数如公式：

N2?U?O?UD?UIf?axUinmiDnm (2.4)

两式中Uinmax为输入最大电压，最大占空比Dmax取0.45；UO，UD，UIf分别为输出电压，二极管两端电压、电容两端电压。

2.2 输入滤波器设计

设计中，我们采用输入端并联大电容的方法来减小输入端电压的脉动量。半个周期内输入滤波电容向负载提供的能量约为公式：

Win?Po?2CinVin?Vin?min? (2.5) 2?f?为变压器的效率，f为主电路工作频率。式中Po为额定功率，取ΔVin?min?=1%Uin?min?，代入相关数据如输入滤波电容Cin，输入端电压Vin即可得到所求。

2.3 输出滤波器设计

输出滤波器的设计包括输出滤波电感的设计和输出滤波电容的设计，具体设计过程如下所示：

(1)输出滤波电感设计

电感电流临界连续工作电流Iocm =10%，输出电流Io=0.25 A，计算电感的公式如下：

?UoUo?1??UimaxN2N1?UIf?UD? Lf?2?2?fs?Iocm???? (2.6)

其中，UO为输出电压，Uimax为输入最大电压，UIf为电容两端电压，fs为工作频率。 根据AP法选择磁芯，将具体如参数代入式 2.7即可算得Ap。

ILfms?Lf?ILfmax?3? (2.7) Ap?Ae?Aw????4??BjKwin?10?max?绕组匝数N为： N?4LIpmaxBmaAxe?104 (2.8)

其中，Kwin为磁芯窗口系数，j为电流密度，Bmax为磁芯最大磁密ILfms=IO。

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**学院 **系 2012届 电子信息科学与技术专业 毕业设计 (2)输出滤波电容

要求输出电压的最大纹波值为ΔUo=100 mV，考虑到功率管和输出整流二极管开关造成的电压尖峰，令ΔUo=10 mV，ULf为电感两端电压，由式2.9可确定滤波电容的大小。

??Uo?Uo?1??UN/N?U?U?imax21LfD?? Cf? (2.9) 28Lf??2fs???Uo2.4 箝位电容的计算

推挽正激电路中箝位电容选可用下面公式得出： C?0.125NIoTs (2.10)

2?Uc将相关参数代入上式，当ΔUcinmin=10%U=5 V时，C取最大值，Cmax=5μF。

2.5 主功率管的选取

推挽正激电路中开关管的最高电压应力为两倍的最高输入电压。但是由于存在分布电感引起的电压尖峰和箝位电容的脉动，需要考虑较大的电压裕量。按照励磁电流为额定电流的5%计算，流过开关管的电流有效值为：

Iims?N2Io?1?5%?Dmax (2.11) N1考虑电路中的杂散参数，预留较大裕量，实验中，选取IXYS公司型号IXFK90N20的功率MOSFET，其耐压200 V，最大电流90 A。

2.6 整流二极管的选取

输出整流二极管所承受的最大电压应力为式：

N UDmax?2N1?Uinmax (2.12)

考虑1.5倍的安全裕量，可以选择耐压为1000 V的整流管。流过二极管的最大电流为副边绕组的最大电流，考虑2倍以上的裕量，二极管要选5 A以上的管子[3]。

3 升压隔离DC/DC并联电源系统设计方案

升压隔离DC/DC并联系统方案的设计流程图包括采样电路，隔离驱动电路，脉宽调

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制电路，并联均流控制电路，辅助电源来使其正常工作。 其并联电源系统的设计方案如下：

采样电路 辅助电源 隔离驱动 电路 脉宽调制 电路 并联均流控制电路

图3.1 系统方案流程图

3.1 并联均流控制电路原理

DC/DC变换器并联系统在稳态情况下输出稳定的直流电压，单个模块的输出电流将直接取决于该模块的等效空载电压和输出电阻的大小，这样参与并联的模块都可以等效为一个电压源(空载电压)和一个电阻(输出电阻)的串联，这种等效的方法有利于进一步研究DC/DC变换器并联时的电流分布情况。

图3.2为两个DC/DC电源模块在并联运行时的输出电流与输出电压关系曲线图。其中，图3.2(a)是两个DC/DC模块的输出阻抗相等(即输出特性曲线斜率相等)，而空载输出电压不相等时的情况，图3.2(b)是两个模块的空载输出电压相等，而输出阻抗不相等(即输出特性曲线斜率不相等)时的情况。

在采用并联技术实现分布式电源系统的同时，有必要采取一定的措施来保证每个模块平均分担总的输出电流(均流)。只有采取了有效的均流措施，才能保证系统稳定可靠的工作，发挥并联系统的优点。

(a)空载电压不同，输出阻抗相等 (b)空载电压相等，输出阻抗不同

图3.2 两个模块并联时输出电流和输出电压的关系

LM324由4组独立的高增益的、内部频率补偿、输入偏置电流是温度补偿的、单位

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增益带宽是温度补偿的运算放大器组成，差模增益可达100 dB，在用于实现并联均流控制时可获得较好的均匀一致性。

从目前国内外对均流控制技术的研究来看，在并联系统中，实现均流控制几种常用的并联均流控制技术有：输出阻抗法、主从设置法、平均电流自动均流法、自动主从控制法、热应力自动控制法和外加均流控制器均流法。

上述的几种常用均流控制方法，各有其特点：输出阻抗法是一种最简单的自动均流方法，不需要模块之间的控制线，模块化特性好。主从设置法的均流精度高，控制结构简单，但模块间连线复杂，一旦主模块发生故障，整个系统将完全瘫痪，易受噪声干扰，系统的可靠性取决于主模块。平均电流自动均流法的均流效果较好，易实现准确均流，要限制最大调节范围，需将所有电压调节到电压捕捉范围以内。自动主从均流法的电路简单，容易实现，但是通过调节给定电压来调节输出电流，会造成输出电压的波动，影响稳压精度，通常需要限定对电压的调节范围。均流是一个从模块电流上升并超过主模块电流的过程，系统中主、从模块的作用不断交替，各模块输出电流存在低频振荡现象。外加均流控制器均流法的均流效果好，但成本高，连线复杂[4]。

自主均流法与其他方法比较具有以下优势：

(1)同输出阻抗法相比，自主均流法受参数影响小，不会因为在实际使用过程中出现参数变动而影响均流效果，而且也有利于提高系统的效率。

(2)同平均值均流法和主从电源法相比，自主均流法的可靠性更高。

但是，由于均流环在电压环的外面，均流环的带宽受到了带宽很窄的电压环的限制，不能对负载突变作出快速响应。另一方面，由于调制过程中模块电流差别很大，一部分模块可能会承担很大的电流，甚至会瞬时超过其保护限定电流，而导致保护电路误动作[5]。

图3.3 改进式自主均流原理图

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**学院 **系 2012届 电子信息科学与技术专业 毕业设计 为解决自主均流法中动态性能不佳的问题，文献[6]提出如图3.3所示的改进式自主均流法。其中，一是在电压环内加入电流环，利用电流内环动态响应快的优点改善整个系统的动态性能。二是把均流调节器输出的均流误差信号直接注入到电流调节器的正相输入端，均流误差信号和电压误差信号共同调节电流，使系统的动态均流效果得到进一步的提高。三是采集的电流信号是电感电流，属于平均电流控制模式，抗噪声能力强。

鉴于改进式自主均流法具有的以上优点，本文设计的3×1 kW隔离升压DC/DC并联系统采用了改进式自主均流法作为系统并联解决方案。

3.2 推挽正激变换器原理

拓扑结构的选择对于DC/DC变换器设计来说是至关重要的，各种不同的拓扑结构有其各自不同的特点，应用范围也不尽相同。

常用的DC/DC变换器拓扑结构有单端反激变换器，单端正激变换器，半桥变换器，全桥变换器，双管正激变换器，推挽变换器。而这些推挽变换器比较适合于低压输入中小功率的应用场合，在大功率情况下，推挽变换器需选用高耐压主功率管的缺点。为了解决这个问题，在推挽变换器中原边绕组和主功率管间增加一个箝位电容C，就得到了图3.4所示的推挽正激变换器。在推挽正激变换器中，当开关管V1导通时，输入电源和原边绕组Tp1并联，电容C和Tp1并联，同时向负载供电。在此期间，该电路相当于两个单端正激电路并联工作，因此，也称为推挽正激变换器电路(Push-pull Forward convert，PPF)[7]。

图3.4 推挽正激变换器

推挽正激变换器具有以下几个优点：输入电流纹波小，从而可减小输入滤波器的体积和重量；主功率管关断时，箝位电容为原边变压器提供了一个释放能量的回路，抑制

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了加在功率管两端的电压尖峰，使得在实际电路中可以选择耐压等级小的主功率管，从而可以减小功率管的导通损耗；变压器磁芯利用率高。因此，推挽正激电路拓扑更适合于低压大电流输入中大功率输出的场合。

4 升压隔离DC/DC并联系统各模块的设计

并联系统采用了改进式自主均流法的方案来实现模块间的并联均流，电源模块的控制电路主要由电路采样部分，集成运放芯片LM324N，PWM芯片SG3525AN以及它们的外围电路再加上隔离驱动电路构成的。根据各自不同的功能分为采样电路，LM324外围电路，SG3525外围电路，隔离驱动电路四个部分，隔离驱动电路由一个反激式辅助电源进行供电。下面将对控制电路各个部分进行详细的介绍。

4.1 采样电路

电路采用霍尔传感器对模块电源的输出电压、电感电流采样。霍尔元件是一种磁传感器，用霍尔器件检测出电流感生的磁场即可检测出这个磁场的电流的量值。由此可构成电流、电压传感器。测量电路不必接入被测电路即可实现检测，他们靠磁场进行耦合[8]。因此检测电路和被测电路是完全隔离的，而且互不影响。

如图4.1所示，输出电压采样选用电压霍尔，型号为CHV-25P。电压霍尔CHV-25P原边额定有效值电流为10 mA，转换率为2500:1000，因此副边额定有效值电流为25 mA。由于实际电源模块额定输出电压为400V，因此选用40 kΩ，5 W功率电阻作为霍尔原边检测电阻，霍尔输出侧采用200Ω电阻作为电压检测电阻，这样实际采样变比为400:5，当电源模块输出电压为额定的400 V时，采样的输出电压信号为5 V。

图4.1 电压采样电路图

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**学院 **系 2012届 电子信息科学与技术专业 毕业设计 如图4.2所示，电感电流采样选用电压霍尔，型号为CHB-25NP。电流霍尔CHV-25P原边额定有效值电流为5 A，转换率为5:1000，因此副边额定有效值电流为25 mA。

图4.2 电流采样电路图

由于实际电源模块额定输出电流为2.5 A，因此霍尔输出侧选用200Ω电阻作为电压检测电阻，这样实际采样变比为1：1，当电源模块电感电流为额定2.5 A时，采样的电感电流信号为2.5 V。

4.2 LM324外围电路

图4.3 LM324外围电路图

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输出电压经过采样后进入电压环与给定信号进行比较；电流采样信号经过电压跟随器隔离后分别进入均流环与电流环，并通过一个由运放和二极管1N4148组成的单向缓冲器与均流总线相连。单向缓冲器的应用使得均流总线上的电压严格等于主模块的输出电流信号，避免了在使用二极管时出现0.7 V左右的管压降，客观上提高了主模块的均流度。

图4.3中LM324的外围电路图中的电压环，均流环，电压跟随器，单向缓冲器分别由集成运放芯片LM324N的内部独立运放1、2、3、4实现。LM324系列集成运放是4组独立的高增益的、内部频率补偿、输入偏置电流是温度补偿的、单位增益带宽是温度补偿的运算放大器，它既可以单电源使用，也可以双电源使用，驱动功耗低，每一组运放差模增益可达到100 dB。

4.3 脉宽调制器的设计 4.3.1 SG3525简介

随着电能变换技术的发展，功率MOSFET在开关变换器中开始广泛使用。为此，

美国硅通用半导体公司推出了SG3525，以用于驱动N沟道功率MOSFET。SG3525是一种性能优良、功能齐全和通用性强的单片集成PWM控制芯片，它简单可靠及使用方便灵活，输出驱动为推拉输出形式，增加了驱动能力；内部含有欠压锁定电路、软启动控制电路、PWM锁存器，有过流保护功能，频率可调，同时能限制最大占空比。其性能特点如下：

(1)工作电压范围宽： 8～35V。 (2)内置5.1 V±1.0％的基准电压源。

(3)芯片内振荡器工作频率宽100Hz～400 kHz。 (4)具有振荡器外部同步功能。

(5)死区时间可调。为了适应驱动快速场效应管的需要，末级采用推拉式工作电路，使开关速度更陕，末级输出或吸入电流最大值可达400mA。

(6)内设欠压锁定电路。当输入电压小于8V时芯片内部锁定，停止工作(基准源及必要电路除外)，使消耗电流降至小于2mA。

(7)有软启动电路。比较器的反相输入端即软启动控制端芯片的引脚8，可外接软启动电容。该电容器内部的基准电压Uref由恒流源供电，达到2.5V的时间为t=(2.5V/50μA)C，占空比由小到大(50％)变化。

(8)内置PWM(脉宽调制)。锁存器将比较器送来的所有的跳动和振荡信号消除。只

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有在下一个时钟周期才能重新置位，系统的可靠性高[9]。 4.3.2 结构框图

SG3525是定频PWM电路，采用原理16引脚标准DIP封装。其各引脚功能如图4.4所示，内部原理框图如图4.5所示。

图4.4 SG3525引脚功能

图4.5 SG3525内部原理框图

4.3.3 引脚功能说明

Inv.input(脚1)：误差放大器反向输入端。在闭环系统中，该引脚接反馈信号。在开环系统中，该端与补偿信号输入端（脚9）相连，可构成跟随器。

Noninv.input(脚2)：误差放大器同向输入端。在闭环系统和开环系统中，该端接给定信号。根据需要，在该端与补偿信号输入端（脚9）之间接入不同类型的反馈网络，可以构成比例、比例积分和积分等类型的调节器。 Sync(脚3)：振荡器外接同步信号输入端。该端接外部同步脉冲信号可实现与外电路同步。 OSC.Output(脚4)：振荡器输出端。

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**学院 **系 2012届 电子信息科学与技术专业 毕业设计 CT(脚5)：振荡器定时电容接入端。 RT（脚6）：振荡器定时电阻接入端。

Discharge(脚7)：振荡器放电端。该端与引脚5之间外接一只放电电阻，构成放电回路。

Soft-Start(脚8)：软启动电容接入端。该端通常接一只软启动电容。

Compensation(脚9)：PWM比较器补偿信号输入端。在该端与引脚2之间接入不同类型的反馈网络，可以构成比例、比例积分和积分等类型调节器。

Shutdown(脚10)：外部关断信号输入端。该端接高电平时控制器输出被禁止。该端可与保护电路相连，以实现故障保护。

Output A（脚11）：输出端A。引脚11和引脚14是两路互补输出端。 Ground(脚12)：信号地。

Vc(脚13)：输出级偏置电压接入端。

Output B（脚14）：输出端B。引脚14和引脚11是两路互补输出端。 Vcc（脚15）：偏置电源接入端。

Vref(脚16)：基准电源输出端。该端输出一温度稳定性极好的基准电压。 4.3.4 SG3525外围电路

图4.6 3525外围电路图

SG3525的外围电路见图4.6。SG3525为频率固定脉宽可调的集成PWM控制器，其主要功能包括基准电压产生电路、振荡器、误差放大器、PWM比较器、欠压锁定电路、软启动控制电路、推拉输出形式[10]。在推挽正激电源模块中，本文将SG3525的内部误差放大器作为控制电路的电流环来使用，2脚是误差放大器的同相输入端，接电压环与均

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流环的输出，1脚为反相输入端接入电流采样信号，从而决定误差放大器的输出，并送至PWM的反相输入端，与同相输入端的锯齿波电压进行比较，从而产生与输出电压相关的脉冲宽度可变的脉冲信号，经脉冲分配双稳态触发器、输出电路从第11脚、第14脚产生两路相位相差半个周期的脉冲信号，再经过隔离驱动电路驱动后控制推挽正激电源主回路中的MOSFET的通与断，MOSFET导通时间的长短由脉冲宽度来决定。

振荡器脚5须外接电容CT，脚6须外接电阻RT。振荡器频率f由外接电阻RT和电容CT决定如公式：

f?1 (4.1)

CT(0.7RT?3RD)4.4 隔离驱动电路

图4.7为控制电路中的隔离驱动电路图，电路由HCPLJ312集成驱动芯片构成。HCPLJ312是惠普公司生产用于驱动IGBT和MOSFET的一种集成芯片[11]。它具有内部集成光电耦合器、驱动速度500 ns，驱动电流可达到2.5 A，是一款使用方便、性能优良的驱动芯片。驱动电路由辅助电源提供的+18 V供电，通过一个3 V的稳压管实现-3 V的负脉冲，实现+15 V，-3 V的方波脉冲信号，目的在于加快开关管的关断速度。

图4.7 3525隔离驱动电路图

4.5 辅助电源

辅助电源由单片Top246Y芯片构成的单端多路输出反激电路来实现，其作用是为驱动电路提供四路相互隔离的18 V电源[12]。Top246Y是将MOSFET功率开关管和PWM控制器集成在一起的单片式开关电源芯片。

5 升压隔离DC/DC并联系统设计

5.1 升压隔离DC/DC并联系统原理

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**学院 **系 2012届 电子信息科学与技术专业 毕业设计 基于改进式自主均流方案设计了3×1 kW隔离升压式推挽正激DC/DC并联系统，图5.1为并联系统的结构原理图。

图5.1 并联系统的结构示意图

三个模块采用输入输出并联方式，各模块间通过均流总线相互连接成并联系统。单电源模块为电压电流双闭环控制结构，采样输出电压信号和电感电流信号，输出电压信号注入到电压环，与给定电压信号比较产生电压误差信号；均流环与电压环平行，其输入的采样的电感电流信号与均流总线上的均流信号比较产生均流误差信号，与电压误差信号一同注入到电流环的正相输入端，与反相输入端的电感电流信号比较产生一个控制信号，进入PWM生成器生成开关管的驱动脉冲，控制功率变换器的输出[13]。最终使得各个模块的电感电流都要跟随均流总线上的均流信号，实现各模块输出电流均流的目标

[14]

。

如图5.1所示，均流总线与各模块的电感电流采样信号通过一个二极管连接，因为

二极管具有单向导通的特性，这样就使得只有模块间最大的电感电流信号才能输入到均流总线上，也就是均流总线的电压总是等于最大的模块电感电流信号[15]；假设模块一的输出电流小于其他模块，同样它的电感电流也小于其他模块，与均流母线上的最大电流

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信号比较后就使得均流环输出的误差信号增大，电流环的正相输入端电压升高，输入到PWM生成器的控制信号增大，最终使得占空比增大，输出电压增大，输出电流也变大 。这样所有的输出电流小的模块都跟随输出电流最大的主模块，经过一段时间的调整后，所有的模块输出电流接近相等，最终实现均分负载电流的目标。

5.2 升压隔离DC/DC并联系统单模块设计

采用改进式自主均流方案，用3个相同的推挽正激电源模块输入输出并联搭建了3KW 60VDC/400VDC并联电源系统。图5.2所示为单个电源模块的硬件电路图，通过将3组电源模块输出并联，同时用均流总线将各模块的控制电路连接起来，即可组建并联电源电路系统。

图5.2 单电源模块硬件电路图

单电源模块中，控制电路主要由电压霍尔元件，电流霍尔元件，集成运放LM324N，PWM芯片SG3525AN和隔离驱动电路构成的。

SG3525的频率可由公式4.1计算，其中CT=0.1uf，RD可调节第11脚、第14脚输出脉冲之间最小的时间间隔，即死区TD以防止上下桥臂直通[10]。RD=50?，由于要求工作频率为50 kHz，可以通过调节电阻RT实现，取RT=70?，代入可近似得f=50.25kHz，满足要求。

6 结论

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**学院 **系 2012届 电子信息科学与技术专业 毕业设计 首先，本文调研分析了DC/DC变换器并联均流技术及其发展现状，介绍了集成芯片SG3525定频PWM的特点和主要功能，针对升压隔离推挽正激DC/DC变换器的工作原理及其特点，设计了一个基于改进式自主均流控制的DC/DC变换器并联系统。电源模块中，控制电路主要由电压霍尔元件，电流霍尔元件，集成运放LM324N，PWM芯片SG3525AN和隔离驱动电路构成，实现了DC/DC直流变换的作用。本文设计的3×1 kW隔离升压DC/DC变换器，采用多个推挽正激式DC/DC变换器组成并联电源系统。

其次，本文对推挽正激电路进行了较深入的研究。具体工作，一是对推挽正激电路的工作原理和主要电路参数的设计进行了分析。二是对单电源变换器总体方案进行了设计，然后依据方案对子模块主电路和控制电路进行设计。三是为了克服传统的自主均流技术的缺点，本文采用了一种改进式自主均流法，指出了它的优缺点。

最后，本设计还许多不足之处：由于本系统是集多个直流变换器于一体，电磁兼容性问题显得尤为突出，如何进一步优化电路布局，计算变压器、滤波电感的参数，仍需做大量的工作。本文所述的系统在设计时应采取一些保护措施，来检验系统的可靠性和安全性，完善系统的保护功能。

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[13] 张方华，严仰光，王慧贞，刘军．推挽正激电路的研究及工程实现[J]．全国第二届特种电源与元器件学术年会论文集2005，3(15)：148-152．

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[15] Mar Ye，Peng Xu，Bo Yang and Fred C Lee．Investigation of Topology Candidates for 48V VRM[J]．APEC 2008，699-705．

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The Design of DC/DC Converter Based on the SG3525

Abstract The article invested and analyzed the technology and development circumstances of the DC/DC converter in parallel and sharing current and introduced the characteristics and main functions of fixed frequency PWM of integrated chip SG3525. Aiming at boosting isolation push-pull forward DC/DC converter's principle of work and its characteristics, by adding a current loop for loop and current loop and voltage loop juxtaposed, the article designed a DC/DC inverter parallel system based on an improved automatic sharing current control. In the power supply module, the control circuit had the following sections: the voltage Holzer, the current Holzer element, the integrated operational amplifier LM324N, PWM chip SG3525AN and the isolation driving circuit, achieving the function of DC/DC conversation. Keywords SG3525; Improved automatic current sharing control; The isolation push-pull forward shock booster type; DC/DC transformation

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致 谢

首先我衷心感谢我的导师***老师在论文题目的选定、研究方案的制定以及后期论文的修改工作中给我提出的许多宝贵的建议。***老师严肃的科学态度，严谨的治学精神，精益求精的工作作风，深深地感染和激励着我。在写论文的过程中我遇到过很多个难题，不管是什么困难，*老师都认真的给我讲解分析。借此机会，我诚挚的向老师表示衷心的谢意！

同时，我还想感谢我的父母，他们对我的养育之恩永生难忘，他们含辛茹苦把我养大，又供我读书，我真的很感激他们为我做的一切；同时还要感谢所有的同学们和老师们，正是因为有了你们的支持和鼓励，此次毕业设计才会顺利完成。

最后再一次感谢所有在毕业设计中曾经帮助过我的良师益友和同学，以及在设计中被我引用或参考的论著的作者，感谢母校四年来对我的栽培！

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