Ka频段固态功放设计方案

Ka频段固态功率放大器技术设计方案

-50W功率放大器技术指标：1．Ka波段10W10W-50W

技术指标项目

频率范围

输出功率(P1dB)

最大安全输入功率

线性增益

增益调节范围

增益平坦度(25℃)

增益变化(工作温度内)

AM/PM变化

杂散

二次谐波

群时延变化数据29~31GHz或25~27.5GHz10-50W(40dBm-47dBm)+10dBm≥50dB-55dB20dB(步进1dB)峰峰值≤0.5dB≤±1.0dB≤3°/dB≤-60dBc≤-60dBc线性≤0.04ns/MHz

抛物线≤0.006ns/MHz

峰峰值≤2ns

24小时时延变化≤1ns

驻波比

保护功能

远控监控

接口形式输入:1.3:1输出:1.5:1过反射保护,过热保护,过流﹑过压保护串口Ethernct网口两路RF输入开关RF输入:K(两路)(或WR-28两路)

RF输出:WR-28

RF输出耦合口(耦合度-40dBc);K-阴

供电

工作模式

工作温度

存储温度

功放使用环境220VAC±10%,47~63Hz1:1模式或1:2模式-50~+60℃-55~+85℃室外:温度:-50~+60℃

湿度:0~100%(无冷凝)

海拔高度:<2000m

其它要求防雨淋,防盐雾(室外机)

MTBF>20000小时P1dB回退3dB在P1dB输出在P1dB输出任意±3MHz带内数控衰减任意40MHz频段备注可按需要的定制

2．功放设计框图：

例如一个Ka频段P1@dB输出10W

框图：

3.波导内空间功率合成放大器技术实施方案

3.1功率合成放大器电路结构

在雷达、电子干扰和通信发射机中，经常需要使用具有较大输出功率的放大模块。在毫米波频段，由于单个固态器件的输出功率非常有限，要获取系统所需输出功率电平就必须采用功率合成技术。固态功率合成放大器相对磁控管、行波管等电真空器件而言，除具有可靠性高，体积小、重量轻、交调特性好、功耗低、维护费低、直流电压低、对人员更安全等优点外，还能在一路或几路放大器出现故障的情况下保证系统继续工作而不会完全失效，只是在性能上有所下降，即所谓的“故障弱化”特性。

下图为目前微波固态功率合成技术的分类。

在分类图中，空间功率合成和准光合成技术是20世纪80年代提出的一种毫米波功率合成方法，在80年代后期和90年代被人们所重视并广泛地加以研究。它主要分为四大类，即：由W.Lothar等人提出的准光功率合成技术，由K.Cahng以及T.Iton等人提出的自由空间功率合成技术，由AmirMortazawi等人提出的采用开槽波导的自由空间功率合成器以及由A.Alexanian和R.A.York提出的波导内空间功率合成技术。对于本项目拟采用的波导内空间功率合成技术，功分/合成电路形式的选取是技术方案是否可行的关键。

由微波网络理论可知，凡是满足互易原理的功率分配器都可以反过来作为多路微波功率合成器使用。但是功率合成器的设计还必须考虑一些特殊因素，如高的功率电平以及合成器电路对驱动放大器稳定性的影响等。一般而言，对功率合成器有下列要求：

(1)合成器应当具有低的附加损耗，使得输出功率电平接近于各路输入功率电平之和；

(2)合成器应当不改变各路放大器的可靠性、稳定性和信号特征；

(3)合成器各输入端口应当具有足够的隔离作用，使得各路放大器互不影响；

(4)合成器的输入端和输出端应当具有较低的电压驻波系数;

(5)合成器有足够的功率容量。

在毫米波频段通常以波导作为传输或测试的标准媒介，因而人们优先选用波导基空间功率合成器，而不采用同轴或平面结构。这种采用在波导内部的封闭式功率合成器能够消除或减少由于采用自由空间功率合成方法而可能遇到的绕射损耗、聚焦误差、难于散热、以及输入/输出隔离差等问题，而且还能为有源器件提供良好的散热特性并具有实现模块化功率叠加的潜力。

波导基的空间功率合成器电路结构首先以韩国人在24GHz的频率上实现的

1.6W和3.3W的输出功率，其合成效率达到83%的功率放大器模块为基础，并逐步拓展为多层托架平面结构，也就是将标准波导切分成各层相同的托架，将其组合后形成一种等效传输波导，在每层托架上安装有源放大电路而组成一个功率放大电路单元。在波导主传输模式工作条件下，功率合成在等效波导结构内进行。利用波导－微带的多路渐变鳍线或槽线过渡结构，来完成功率分配的任务，再通过有源功放组件分别对各支路功率进行放大，进而由对称的多路渐变鳍线或槽线－波导过渡结构实现功率合成输出。

下图是韩国Nai-ShuoCheng等人在X波段(其波导尺寸为23mm×10.2mm)所设计的4×6Tray阵列，通过叠放6层放大单元，每个放大单元安置有4个放大器芯片，使得总输出功率达到120W(50.8dBm)。

这种结构虽然合成能在矩形波导物理尺寸允许的条件下，通过扩展托架数目来获取可以容纳更多的MMIC器件，而且对于总的合成效率响几乎可以忽略不计。但随着托架数目的增加，托架间的热阻加大，其散热特性将随之恶化；而且每个托架可用的物理尺寸减小，对加工精度的要求也更为苛刻。这种结构的功率合成器的主要特点可以概括为：

(1)有较高的合成效率，在一定范围内，合成效率与所用合成器件的数目几乎无关，适合多器件大功率合成输出的场合。

(2)采用优化设计的渐变鳍线或槽线阵列来完成功率分配或合成任务，能够保证良好的宽带性能和系统的输入输出所需的隔离度。

(3)采用托架式结构构成等效标准矩形波导，并可通过增加托架数量来拓展其合成功率容量。

(4)在合成系统中，各个托架为一个相对独立的工作单元，所有单元电路均为并行工作，从而有良好的“故障弱化”特性。

结合现有的工艺水平及实验条件，在参阅了大量国内外的相关资料并进行对比分析，最终拟采用波导基的空间功率合成器结构方案，即利用双对极鳍线将输入、输出矩形波导过渡到微带，实现四路空间功率合成。

3.2方案选择

拟采用的四单片空间功率合成电路结构如下图所示，它是一个功率合成结构框图。采用单托架结构，实现2×2路功率合成电路。

下图为波导基功率合成托架结构的横截面示意图，托架上下表面的微带电路中分别装配2片功率单片，整个功率合成放大器共包含4片功率单片。

下图为托架上、下表面微带电路示意图，托架上下表面的两路微带电路中分别各装配1片功率单片。

基片正面电路基片背面电路

4.空间功率合成放大器无源电路设计及相关问题的考虑

针对所确定的波导基空间功率合成器电路方案，首先需要解决的问题是设计出低插入损耗的矩形波导-双对极鳍线-微带过渡电路，并严格保证各支路之间的幅相一致；其次，设计能够保证放大器芯片良好工作的散热环境；并合理的解决四单片放大芯片的直流偏置问题。

4.1波导-双对极鳍线-微带线过渡设计

波导-双对极鳍线-微带线过渡是波导基空间功率合成器的关键，该结构采用波导腔内单托架结构与微带电路相结合的结构形式，通过两片双对极鳍线将矩形波导中的模转换成四路微带线的准TEM模，同时该结构将波导高阻抗向微带线低阻抗进行转换，实现阻抗匹配。对于基于波导的空间功率合成/分配电路，可以通过考察其波导横截面的电场来说明。下图为波导基功率合成波导截

面电场示意图：

我们知道，矩形波导中主模为TE10模，宽边中心位置处电场最强。如果在垂直宽边处插入两片对极鳍线平面过渡电路（如图中所示位置），则可对称的把波导中的电场分别等分耦合到两片平面电路中。每一片过渡电路平滑的等功分为两路。在电路结构上把波导到微带线之间的过渡和两路功分做在一起，这样可以使结构更紧凑，因为作为波导到微带线之间的过渡是必不可少的，而功分和合成电路也是功率合成必需的，这样就能在过渡的同时将功分实现。通过两片双对极鳍线将矩形波导中的TE10模转换成微带线的四路准TEM模，同时该

结构将波导高阻抗向微带线低阻抗进行转换，实现了阻抗的匹配。

如果将双对极鳍线的过渡制作在单个基片上，然后将该结构插入波导的中心E面，就可以实现两路功率分配-合成；如果将两片这种电路对称的插入中心E面两侧，则该结构就可以实现2×2路功率分配-合成。

由于在空波导到介质波导转换中，介质的不连续性使转换产生反射损耗。这种情况可采用四分之一波长介质阻抗转换结构，利用延伸的基片将波导阻抗转化为半填充介质波导阻抗，能够有效的减小反射损耗。转换部分可以采用凸起或是凹槽方式，为加工制作方便，可以采用凸起的介质来完成阻抗匹配作用。

(1)设计分析

对极鳍线的渐变方式有许多种，包括指数线、抛物线、和余弦平方线，其中采用余弦平方渐变方式最为普遍。余弦平方渐变器便于机械加工，因而制造成本相对较低，但它的体积相对较大。

波导-微带对极鳍线过渡器的结构如下图所示。在整个过渡长度内，两个金属鳍制作在基片两面，它是逐渐将波导电场的TE10模式转变成微带的准TEM模

式。在过渡的始端，介质基片两面的金属导带相距为波导的高度，这样能最佳地耦合TE10模。区域1和区域2是对极鳍线过渡，它将入射的TE10模的电场集

中并旋转90°，成为在有交叠鳍的对极鳍线中传输的准TEM模（如图中的AA-DD所示），另外，它还将波导的高阻抗转变成低阻抗。区域3、区域4和区域5将对极鳍线逐渐转变成微带线（如图中的EE-HH所示），谐振就发生在这些区域。为了消除谐振，在过渡中加入防谐振片S，如下图中所示，波导-微带对极鳍线过渡结构。此时可将它看成槽长为L1的槽线谐振器。当槽长L1=nλl2（λl为槽线的波长）时，就产生谐振，所以要选择适当的L1

来避免谐振点。

我们采用下述的近似方法获取过渡的阻抗特性：将过渡段分成若干个小单元，每一个小单元都可等效为一小段传输线和一个二端口网络Ni，如上图所示。运用微波网络知识可求得各个小单元的[Si]，再将它们转换成[Ti]，然后将各个[Ti]级联相乘，就求得整个渐变段的[T]，最终将其转化成[S]，即可知该渐

变段的阻抗特性。

我们知道，对两段特性阻抗不同的TEM波传输线级联时，有:

21Z2Z Z1S11= S22=2S12=S21=(1)Z2+Z1Z1+Z2

对非TEM传输线，需考虑传播常数的色散特性，其相位延迟

dzdz ，在很小的内，有Φ=exp j∫β(t)dt dzβ(t)dt=βdz，这样就可写出所需∫00

要分析的对极鳍线过渡段的[S]矩阵：

Z2 Z1 j2βleZ2+Z1

(1)

2Z1Z2 jβlS21=eZ1+Z2S11=S12=2Z1Z2 jβleZ1+Z2S22=Z2 Z1Z2+Z1(2)

n

利用下面的公式将每一单元的[Si]转变成[Ti]，即可求得[T]=∏[Ti]

i=1T11=S21T12= S22S21

T21=S11S21T22=(S21S12 S11S22)S21(3)

最后我们可利用公式求得[S]，即可知该过渡的阻抗特性。

S11=T2111S12=(T11T22 T12T21)11

(4)S21=11S22= T12T11

图7中，区域1，0≤db≤1(d为上下鳍间距离，b为波导的窄边尺寸)，波导波长和特性阻抗按非重迭式对极鳍线阻抗公式和传播常数公式计算。

区域2和区域3， w≤d≤0（w为50 微带线宽），波导波长和特性阻抗按重迭式对极鳍线阻抗公式和传播常数公式计算。

区域4等效为一阻抗变换器来计算，传播常数和阻抗Z1沿用紧邻的上一单

元结果，特性阻抗Z2采用下一单元起点的特性阻抗。

区域5等效为一均匀微带传输线来研究。

对极鳍线过渡段采用余弦平方的过渡形式，其设计公式为：

b+w2 πz W(z)=sin ，0≤z≤L2 2L (5)

式中w为50 微带线的宽度；z为鳍线传输线的纵向坐标；b为波导高度；L为过渡段长度。

过渡段的长度L不能过短，因为过短时，端口的反射系数较大；它也不能过长，因为过长时，电路的损耗较大。只能采取折中的办法，一般L取1.5λ0左

右（其中λ0为TE10模的波导波长）。下图给出了单面鳍线中余弦平方线渐变鳍

线的典型频率响应曲线。

图8余弦平方渐变鳍线的频率响应

槽线谐振器的槽长应避开该槽线半波长的整数倍。槽线的宽度按文献报道的研究结果取值。

在矩形波导-鳍线过渡器中，即使鳍线渐变线已实现最佳设计，渐变段本身也不能提供对矩形空波导的理想匹配，这是因为在渐变段末端的基片与空波导接口处的不连续所致。接口处阻抗不连续性的数值取决于基片厚度d和它的相对介电常数εr。在实际鳍线中，这种阻抗阶梯因其介质加载很轻一般不大。为了把这种不连续性影响减至最小，工程设计上可以采取在介质基片上加λg/4凸行阶梯或凹行切口变换补偿，也可在渐变鳍线上加阶梯变换补偿.下面只介绍阶梯凸形结构的λg/4变换器，并将此变换器用到后面的设计中。

下面给出了单节λg/4变换器及其等效均匀波导模型变换器的示意图。标号①，②，③区表示沿波导屏蔽盒内的三个部分。每一部分均用一等效介电常数kei(i=1,2,3)介质均匀填充的波导来模拟。可以看到，对于第③区，等效介电常数ke3对应于一平板加载波导，其平板高度等于波导高度b，对于阶梯凸形变换

来说〔图10a〕，kei的表达式为

kei=[1 (εr 1)hid/ab] 2(6)

对②区，h2=b g2=0(ke2=1)，而对③区，h3=b g3=b。第i区的有效介电常数由下式给出

εei=kei (λ2)2a(7)

（a）凸形结构（b）等效模型

第i区的波阻抗ZCi反比于它的有效介电常数的平方根。因此，对λg/4变换器来说，ZC1=(ZC2ZC3)或εe1=(εe2εe3)2。这种关系加上式(6)和式(7)，就可

得出计算λg/4变换器尺寸的如下公式，即

λ(ke1 p2) 24

(ke1 1)abh1=(b g1)=ke1(εr 1)dl1=

式中(8)(9)λ

2a

ke1=p2+[(1 p2)(ke3 p2)]p=相同结构的对极鳍线，得到前图4所示的结构。

(2)矩形波导-双对极鳍线-微带过渡设计(10)(11)对于双对极鳍线，则是上述对极鳍线应用的扩展，通过对称复制排列两组

在实际设计中借助于CST电磁场仿真软件对所构建的功率分配网络模型进行优化设计，用于仿真的CST模型如下图微带线对极鳍线过渡的CST仿真模

型示意图所示：

在利用CST软件对所构建的模型进行求解时，为了获得准确的结果，其仿真的设置十分关键。用软件中自适应网格设置，可以自动生成精确有效的网格。自适应网格的基本工作原理是：在电场中搜索梯度最大的点并在该区域中进行网格的误差划分。其对象也是单一的，如导体的边、添加额外成分的区域等。网格在自适应变化时会受到所设置的四面体细分增加百分比的约束。这样能确保无论通过每个网格顺利与否，都不会接受到收敛失败的信号。在精确地设置完网格之后，就能顺利地完成整个求解的过程，并且该过程在确保解收敛之前会不断地循环。网格大小（决定了精度）和现有的计算能力之间必须采取折衷的办法。一方面，方案的精度由每个元素（四面体）决定，同一个对象，网格越多就越精确，因为四面体越小，节点之间插入的场误差越小；另一方面，计算大量的网格需要占用大量的CPU时间和内存，所以，在保证一定的精度下应尽量简化网格。

优化网格时，CST软件采用了迭代的方法，在关键的区域能自动细化网格。首先，生成一个粗糙的初始网格方案，然后，根据可容许的误差标准细化网格，产生一个新的方案，当S参数收敛到预定值，迭代过程就结束。

采用CST软件对该过渡结构进行S参数仿真，仿真结果如下图，这就是波导-

微带对极鳍线过渡仿真结果。

从仿真结果可以看出，通带平坦且插入损耗小，带内无谐振点；在

27~31GHz频带范围内，插损小于0.1dB,回波损耗优于18dB；在频率为29.5GHz处，其插损小于0.05dB,回波损耗优于20.0dB。

利用以上仿真结果，实际设计的电路如下图所示实际电路俯视平面图和功

率单片偏置供电电路图：

4.2腔体结构设计

要得到稳定、可靠且高效的固态功放，在实际工程中仍有许多问题需要解决，其中一个重要的方面就是采用合理的外腔体结构进行功率放大器相关的热设计。

固态功率放大器在工作过程中产生的热量主要来自于MMIC功率单片。若MMIC单片产生的热量不能及时有效地排除，必然会导致输出功率随温度的上升而急剧下降，严重时甚至会烧毁MMIC而导致固态功放无法工作。因此，为了能使功率放大器发挥最佳的工作性能及具有高可靠性，必须对器件的散热进行考虑。

功率器件工作时所耗散的功率要通过发热形式消耗出去。若器件的散热能力有限，则功率的耗散就会造成器件内部芯片有源区温度上升及结温升高，使得器件可靠性降低，无法安全正常工作。

就象电路的设计一样，功放的热设计也应该遵循一定的准则。其一般准则如下：

(1)布局设计时，在各个元器件之间，尽可能保留空间以利于通风和散热；

(2)对于需要散热的有源器件，应有足够的空间位置便于改善散热；

(3)发热量大的元件和散热模块，应尽量靠近机壳的边缘，以降低热阻；

(4)散热模块和MMIC芯片之间的介质对散热效率有很大的影响，应选择热阻低的材料；

(5)散热模块和散热元件的接触压力，在规格容许之下应尽可能大，并确认两接触面接合完整，平整和均匀；

(6)散热模块中的本体部分不宜过小，并尽量加大和发热管芯接触的面积，以利发热芯片的热量可以传导至散热模块。

基于所选择的电路实施方案，以及上述问题的考虑，放大器腔体采用五或六层结构实现。其中，中间的三层构成了功率放大器的主体，上、下两层为电源安装位置，腔体侧面预留了散热块的安装孔，或解决好强制冷风设计，使功率放大器的散热特性得以保证，电源偏置问题得以解决，电路及器件装配方便。

本文来源：https://www.bwwdw.com/article/6la1.html