毕业论文--基于DSP控制的双闭环直流调速系统设计

基于DSP控制的双闭环直流调速系统设计

摘 要

本文介绍的是一种基于DSP TMS320LF2407A 芯片的双极性可逆PWM直流调速系统数字控制的设计和基于Matlab的仿真设计。选用三相桥式不可整流电路供电。选用H型双极可逆PWM驱动系统对电机进行控制，在一个PWM周期内，电动机电枢的电压极性呈正负变化。驱动电路采用M57215BL芯片，通过DSP的PWM输出引脚PWM1-PWM4输出的控制信号进行控制。用霍尔电流传感器检测电流变化，并通过ADCIN00引脚输入给DSP，经A/D转换产生电流反馈信号。采用增量式光电编码器监测电动机的速度变化，经QEP1和QEP2脚输入给DSP,获得速度反馈信号。通过PDPINIA引脚对电动机提供过电压和过电流保护。运用MATLAB对设计好的系统进行仿真，双闭环调速 系统的特征是系统的电流和转速分别由两个调节器控制。速度调节器ASR和电流调节器ACR均设有限幅电路，ASR的输出作为ACR的给定，利用ASR的输出限幅起限制启动电流的作用；ACR的输出作为触发器的移相控制电压。系统的建模包括主电路的建模和控制电路的建模。建模完成后即可进行仿真。

关键词：DSP TMS320LF2407A 芯片；PWM；双闭环直流调速系统；数字控制；Matlab;simulink

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PWM DC motor speed digital control system design and simulation

Abstract

This article is based on DSP TMS320LF2407A reversible chip bipolar digital control of PWM DC drive system design and simulation of Matlab-based design. Can not use three-phase bridge rectifier circuits. Use H-type bipolar

reversible PWM control of the motor drive system in a PWM cycle, the motor armature voltage polarity was positive and negative changes. M57215BL chip driver circuit, through the DSP's PWM output pins PWM1-PWM4 output control signals. Hall current sensor with current changes, and through ADCIN00 pin to the DSP, by the A / D conversion produces the current feedback signal. An incremental optical encoder to monitor the motor speed changes, the QEP1 and QEP2 pin input to the DSP, to obtain the speed feedback signal. By PDPINIA pin provided on the motor voltage and over current protection. Good system design using MATLAB simulation, the characteristics of dual-loop speed control system is the system's current and speed controlled by two regulators. ASR speed regulator and current regulator are equipped with a limited increase circuit ACR, ASR's output as given ACR, the use of ASR's output from the restrictions limiting the role of starting current; ACR output as the trigger phase control voltage. System model including the main circuit modeling and control circuit modeling. After the completion of the simulation modeling.

Keywords: TMS329LF2407A chip；PWM；double closed-loop DC-drive speed system；

Digital control；Matlab;Simulink

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目 录

第一章绪论 ............................................................................................................................................... 1 1.1论文选题背景及研究意义 ............................................................................................................. 1 1.2国内外研究现状 ............................................................................................................................ 1 1.3论文研究的主要内容..................................................................................................................... 2 第二章 方案论证 ..................................................................................................................................... 3 2.1 系统设计要求 ............................................................................................................................... 3 2.2 系统方案选择和总体结构设计 .................................................................................................. 3 2.2.1 系统控制对象的确定 .......................................................................................................... 3 2.2.2 电动机供电方案的选择 ...................................................................................................... 3 2.2.2 系统控制方案选择 .............................................................................................................. 6 2.2.3 总体结构设计 ...................................................................................................................... 8 2.2.4 系统的工作原理 ................................................................................................................ 10 第三章硬件电路设计 ............................................................................................................................. 11 3.1硬件设计 ...................................................................................................................................... 11 3.1.1 主电路选型........................................................................................................................ 12 3.1.2 整流电路选择 .................................................................................................................... 13 3.1.3 PWM变换器设计 ................................................................................................................. 13 3.1.4 PWM调速系统主电路 ......................................................................................................... 14 3.1.5 直流电动机DSP控制和驱动电路 .................................................................................... 15 3.1.6 速度测量............................................................................................................................ 16 3.1.7 电流检测电路设计 ............................................................................................................ 18 3.1.8 IGBT驱动电路设计 ........................................................................................................... 18 3.1.9 TMS320LF2407A DSP的结构介绍 ..................................................................................... 19 3.1.10 键盘和显示........................................................................................................................ 23 3.2 主电路中参数计算.................................................................................................................... 23 3.2.1 变压器二次侧电压U2的计算 ........................................................................................... 23 3.2.2 一次、二次相电流I1、I2的计算 .................................................................................... 24 3.2.3 变压器容量的计算 ............................................................................................................ 24

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3.2.4 二极管整流桥VD1- VD6的选择 ...................................................................................... 24 3.2.5 输入滤波电容C0的选型研究 ........................................................................................... 25 3.2.6 平波电抗器的设计 ............................................................................................................ 25 3.2.7 励磁电路元件的选择 ........................................................................................................ 26 第四章 调速系统设计.......................................................................................................................... 27 4.1 模拟控制双闭环直流调速系统电路原理图 ............................................................................ 27 4.2 调速系统的静态特性和动态特性分析 .................................................................................... 28 4.3 调速系统调节器设计 ................................................................................................................ 30 4.3.1 电流调节器设计 ................................................................................................................ 30 4.3.2 转速调节器设计 ................................................................................................................ 32 第五章 仿真设计 ................................................................................................................................. 35 5.1仿真 .............................................................................................................................................. 35 第六章 软件设计 ................................................................................................................................. 37 6.1 程序流程图 ............................................................................................................................... 37 6.2 定点DSP的数据线Q格式表示方法 ........................................................................................ 38 6.3 数字PI调节器的DSP实现方法 ........................................................................................... 39 6.4 DSP控制程序的有关参数计算 ................................................................................................. 41 6.5 DSP控制程序 ............................................................................................................................ 41 总 结 ............................................................................................................................................... 43 参考文献 ................................................................................................................................................. 44 致 谢 ................................................................................................................................................... 46 附录一：程序清单 ................................................................................................................................. 47 附录二：系统原理图 ............................................................................................................................. 55

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第一章绪论

1.1论文选题背景及研究意义

直流电动机具有优良的调速特性,调速平滑、方便,调速范围广；过载能力大,能承受频繁的冲击负载,可实现频繁的无级快速起动、制动和反转；能满足生产过程自动化系统各种不同的特殊运行要求，在许多需要调速或快速正反向的电力拖动系统领域中得到了广泛的应用。有许多生产机械要求电动机既有正转，又能反转，而且常常还需要快速地启动和制动，这就需要可逆的调速系统。中小功率的可逆直流调速系统多采用由电力电子功率开关器件组成的桥式可逆PWM变换器，其中功率开关器件采用IGBT。

直流电动机的转速调节主要有三种方法：调节电枢供电的电压、减弱励磁磁通和改变电枢回路电阻。针对三种调速方法，都有各自的特点，也存在一定的缺陷。例如改变电枢回路电阻调速只能实现有级调速，减弱磁通虽然能够平滑调速，但这种方法的调速范围不大，一般都是配合变压调速使用。所以，在直流调速系统中，都是以变压调速为主。其中，在变压调速系统中，大体上又可分为可控整流式调速系统和直流PWM调速系统两种。直流PWM调速系统与可控整流式调速系统相比有下列优点：由于PWM调速系统的开关频率较高,仅靠电枢电感的滤波作用就可获得平稳的直流电流,低速特性好，稳速精度高，调速范围宽，可达1:10000左右；同样,由于开关频率高,快速响应特性好,动态抗干扰能力强,可以获得很宽的频带；开关器件只工作在开关状态,主电路损耗小,装置效率高；直流电源采用不控整流时，电网功率因数比相控整流器高[1]。

正因为直流PWM调速系统有以上的优点，并且随着电力电子器件开关性能的不断提高，直流脉宽调制（PWM）技术得到了飞速的发展。传统的模拟和数字电路PWM已被大规模集成电路所取代，这就使得数字调制技术成为可能。目前，在该领域中大部分应用的是数字脉宽调制器与微处理器集为一体的专用控制芯片, 如TI公司生产的TMS320C24X系列芯片。电动机调速系统采用微机实现数字化控制，是电气传动发展的主要方向之一。采用微机控制后，整个调速系统实现全数字化，结构简单，可靠性高，操作维护方便，电动机稳态运转时转速精度可达到较高水平，静动态各项指标均能较好地满足工业生产中高性能电气传动的要求。

1.2国内外研究现状

本课题设计的控制对象是双闭环无环流可逆直流调速系统。目前，对于控制对象

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以看出，运用了微处理器的系统，在结构上得到了很大的简化，这样可以使制作成本降低。微机控制系统不受器件温度漂移的影响、稳定性好、可靠性高，提高了控制性能。通过软件编程，进行逻辑判断和复杂运算，可以实现不同于一般线性调节的最优化、自适应、非线性、智能化等控制规律，更改起来灵活方便。

现在微处理技术发展相当快，生产微处理器的生产厂商也很多，微处理器的型号层出不穷，他们性能各异，有通用型的，也有一些专用型的。如德州公司生产的的TMS320LF240X系列DSP芯片都是专用在控制电机方面的。在本系统设计中，采用不同的微处理器，有不一样的方案，下面进行讨论，并最终选择一种最适合的方案。

8051是MCS-51系列单片机中的代表产品，它内部集成了功能强大的中央处理器，包含了硬件乘除法器、21个专用控制寄存器、4kB的程序存储器、128字节的数据存储器、4组8位的并行口、两个16位的可编程定时/计数器、一个全双工的串行口以及布尔处理器[2]。

三相电压三相整流器H型PWM变换器M显示键盘I/O8051单片机A/DPWM生成电流检测数字测速 图2.6 采用8051处理器控制的原理框图

如图2.6所以是采用8051处理器设计双闭环直流电机调速系统的原理框图。本方案的优点是选用了简单的处理器，资源得到了充分的利用，不会造成太大的浪费，成本比较低。在检修方面也有一定的优势，当电路中的某一个模块出了问题，只要对该模块进行修理或更换即可，其它的硬件可以继续使用。该方案的主要不足是设计电路相对比较复杂，以软件编程为代价实现调速。

采用TMS320LF2407控制设计双闭环直流调速控制系统的原理框图如图1.7所示。由图中可看出，DSP处理器的集成程度较高，在这里用到了PWM、ADC、SPI和正交编码脉冲电路，省去了很多外设。PWM直接输出到H型PWM变换器，

得以控制电机的转速和转向；通过光电编码器检测电机的转速，测得的数据直接送到

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三相电压三相整流器H型PWM变换器M显示键盘SPI外设SPIPWM电流检测DSP处理器ADC正交编码脉冲电路编码器

图2.7 采用DSP处理器控制的原理框图

DSP处理器的正交编码器进行处理；利用霍尔传感器主电路的电流，送到DSP处理器上集成的ADC，A/D转换后得到数字量，由DSP处理器进行处理；可以用带SPI技术的接口键盘和数码管显示芯片与DSP处理器的SPI外设接口相接，进而可以通过键盘给定速度，也可以进行调速等操作，数码管用来显示当前的电机转速。这样的设计方案在硬件结构上得到了很大的简化，而且在软件编程方面也带来很大的方便，只须对一处理器内部的一些寄存器进行编程即可，大大缩短了开发流程。这与方案一相比主要是少了一些外设，不用设计专门的PWM控制电路，不需要选择一个分辨率满足系统要求的A/D转换器以及对速度检测的数据进行适当的整形等[3]。

综上所述的两个方案，从控制的精确、快速、简单和题目的要求方面考虑，对双闭环直流控制系统，选择方案二进行系统的设计。 2.2.3 总体结构设计

若采用转速负反馈和PI调节器的单闭环调速系统虽然可以在保证系统稳定的条件下实现转速无静差，不过当对系统的动态性能要求较高，例如要求快速起制动，突加负载动态速降小等等，单闭环系统难以满足要求，因为在单闭环系统中不能完全按照需要来控制动态过程的电流或转矩，在单闭环调速系统中，只有电流截止负反馈环节是专门用来控制电流的，但它只是在超过临界电流值以后，靠强烈的负反馈作用限制电流的冲击，并不能很理想地控制电流的动态波形，当电流从最大值降低下来以后，电机转矩也随之减少，因而加速过程必然拖长。

若采用双闭环调速系统，则可以近似在电机最大电流（转矩）受限的条件下，充

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分利用电机的允许过载能力，使电力拖动系统尽可能用最大的加速度起动，到达稳态转速后，又可以让电流迅速降低下来，使转矩马上与负载相平衡，从而转入稳态运行，此时起动电流近似呈方形波，而转速近似是线性增长的，这是在最大电流（转矩）受到限制的条件下调速系统所能得到的最快的起动过程。采用转速电流双闭环调速系统，在系统中设置了两个调节器，分别调节转速和电流，二者之间实行串级联接，这样就可以实现在起动过程中只有电流负反馈，而它和转速负反馈不同时加到一个调节器的输入端，到达稳态转速后，只靠转速负反馈，不靠电流负反馈发挥主要的作用，这样就能够获得良好的静、动态性能[4]。

与带电流截止负反馈的单闭环系统相比，双闭环调速系统的静特性在负载电流小于Idm时表现为转速无静差，这时，转速负反馈起主调作用，系统表现为电流无静差。得到过电流的自动保护。显然静特性优于单闭环系统。在动态性能方面，双闭环系统在起动和升速过程中表现出很快的动态跟随性，在动态抗扰性能上，表现在具有较强的抗负载扰动，抗电网电压扰动。

综上所述，本系统用一台DSP及外部扩展设备代替模拟系统中速度调节器、电流调节器、触发器、逻辑切换单元、电压记忆环节、锁零单元和电流自适应调节器等，从而使直流调速系统实现DSP的控制。其硬件结构如图2.8所示。

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????A/D????+-? ? ???ST?? ???LT???????M????DSP??? 图2.8 DSP控制的直流调速系统结构图

2.2.4 系统的工作原理

在此DSP控制的直流调速系统中，速度给定、速度反馈和电流反馈信号是通过模拟光电隔离器、A/D转换器送入计算机，计算机按照已定的控制算法计算产生双脉冲，经并行口、数字光电隔离器、功率放大器送到直流PWM变换器的控制级，从而可以改变平均输出电压的大小，平稳的调节电动机的速度。IGBT正反组切换由数字逻辑切换单元来完成。

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第三章硬件电路设计

3.1硬件设计

硬件结构由主电路和控制电路两部分组成。主电路由三相不可控整流、H桥双极性PWM电路、泵升电压电路与直流电机构成。H桥双极性PWM电路驱动信号的产生由DSPTMS320LF2407A控制输出。转速的检测采用数字测速器。它是用DSP读取与电动机联轴的光电编码器输出的脉冲数，经DSP计算后得出转速值。泵升电压的控制经与事先设定值比较后由DSP发出控制信号控制启动泵升电压电路，进行能量泄放，保护主电路。系统利用故障保护引脚PDPINTA产生的信号，及时封锁4路PWM信号。该DSP控制系统有完善的保护体系。

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K2K2K1K1R1R1+R2R2VbVbRbRbC0C0+R0R0++采用D/Y联结。

3.1.1 主电路选型

MM--电压电检压测检测电流电检流测检测泵升泵限升制限制故障故障故障故障保护保护综合综合温度温检度测检测电压电检压测检测显显示示I/OI/O 图3.1 DSP控制双闭环直流PWM调速系统硬件结构图

电动机的额定电压为15V，为保证供电质量，应采用三相降压变压器将电源电

压降低；为避免三次谐波电动势的不良影响，三次谐波电流对电源的干扰，主变压器

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键键盘盘中央中 央 处理处器理器A/DA/D(TMS3(T20MLSF322400L7FA2 407A DSP)DSP)+V+V上上位位机机通信接口通信接口其它外设其它外设PWMPWM生成数字数测字速测速生成驱动驱电动路电路转速转检速测检测脉冲脉整冲形整形FBSFBS图2.图72D.7SPD控S制P控双制闭双环闭直环流直PW流MPW调M速调系速统系硬统件硬结件构结图构图

3.1.2 整流电路选择

整流电路是电力电子中出现的最早的一种，它将交流电变为直流电。主要分类方法有：按组成的器件可分为不可控、半控、全控三种；按电路结构分桥式电路和零式电路；按交流输入相数分为单相电路和多相电路；按变压器二次侧电流的方向是单向或双向，又分为单拍电路和双拍电路。 由于工厂为三相交流电源，这里选用三相桥式电路，三相桥式中有全控和不可控，虽然全控的性能好，单需要触发电路，势必会增加成本，在这里为了减少设计的成本和减少程序的编写，在这里选用三相桥式不可控整流电路，电路图如图2.1。

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VD1VD3VD5TabCcRVD4VD6VD2

图3.2 电容滤波的三相桥式不可控整流电路

3.1.3 PWM变换器设计

可逆PWM变换器主电路有多种形式，最常用的是桥式（亦称H形）电路。其控制方式有双极式、单极式、受限单极式。在第1章中已经介绍了，这里选用双极性，双极性驱动是指在一个PWM周期内，电动机电枢的电压极性呈正负变化。

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UsV1Ui1VD1A42VD3BV3Ui2MV2Ui2VD23VD41V4Ui1

图3.3 H型双极可逆PWM驱动系统

图3.3是H型双极性可逆PWM的工作电路原理图。4个开关组分成两组，V1、V4

为一组，V2、V3为另一组。同一组的开关管同步导通或通断，不同组的开关管的导通与关断正好相反。使用时要注意加“死区”，避免同一桥臂的开关管发生直通短路。

在每个PWM周期里，当控制信号Ui1高电平时，开关管V1、V4导通，此时Ui2为低电平，因此V2、V3截止，电枢绕组承受从A到B的正向电压；当控制信号Ui1低电平时，开关管V1、V4截止，此时Ui2为高电平，因此V2、V3导通，电枢绕组承受从B到A的方向电压，这就是所谓“双极”。由于在一个PWM周期里电枢电压经历了正反两次变化，因此双极性控制可逆PWM变换器的输出平均电压Ud计算公式为：

T?to?n?t?2ton?Ud??on?U??1?Us??2???1U其中??Ss,?T??T?T?

t= o n (3.1) T由式（3.1）可见，双极性可逆PWM驱动时，电枢绕组所受的平均电压取决于占空比ρ大小。当ρ=0时，Ud=-Us,电动机反转，且转速最大；当ρ=-1时，Ud=Us，电动机正转，且转速最大；当ρ=1/2时，Ud=0。电动机不转。虽然此时电动机不转，但电枢绕组中仍然有交边电流流动，使电动机产生高频振荡，这样振荡有利于克服电动机负载的静摩擦，起着所谓“动力润滑”的作用，提高了动态性能[6]。 3.1.4 PWM调速系统主电路

在文章的第1章中，我已经简明讲述了调速系统的主电路主要由三相不可控整流电路和PWM变换器电路构成。图3.4所示是桥式可逆直流脉宽调速系统主电路的原理图。

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KTVD1VD3VD5RaRbUsC+VTbVD4VD6VD2UcVT2+VD2VT1VT3VD1MVD3-VT4VD4DSP控制图3.4 桥式可逆直流脉宽调速系统主电路的原理图

PWM变换器的直流电源通常由交流电网经不可控的二极管整流器产生，并采用了电容C滤波，以获得恒定的直流电压U。由于电容的容量较大，接加电源时相当于短路，势必产生很大的充电电流，容易损坏整流二极管。为了限制充电电流，在整流器和滤波电容之间串入限流电流Ra（或电抗），合上电源后，延迟开关将Ra短路，以免在运行中造成附加损耗。

滤波电容器往往在PWM装置的体积和重量中占有不小的份额，因此电容器容量的选择是PWM装置设计中的重要问题。但对于PWM变换器中的滤波电容器来说，具作用除滤波外，还有当电机制动时吸收运行系统动能的作用。由于直流电流靠二极管整流器供电，不可能回馈电能，电机制动时只好对滤波电容充电，这将使电容两端的电压升高，称作“泵升电压”。一般来说。是由电力电子器件的耐压限制着最高泵升电压，因此电容量就不可能很小，一般几千瓦的调速系统所需的电容量达到数千微法。

而在大容量或负载有较大惯量的系统中，不可能只靠电容量来限制泵升电压，这时，可以采用图3.4中的整流电阻Rb来消耗部分动能。Rb的分流电路靠开关器件VTb在泵升电压达到允许数值时接通。

对于更大容量的系统，为了提高效率，可以在二极管整流器输出端并接逆变器，把多余的能量逆变后回馈给电网。当然，这样一来，系统就会变得复杂多了，在这里也就不再介绍了。

3.1.5 直流电动机DSP控制和驱动电路

图3.5是根据控制原理所设计的用TMS320LF2407A DSP实现直流电动机调速的控制和驱动电路。

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+V1V3直流电动机霍尔电流传感器V2V4增量式光电编码器ADCIN00V1V2V3V4隔离驱动电路PWM1PWM2PWM3PWM4TMS320LF2407AQEP1QEP2

图3.5 直流电动机DSP控制和驱动电路

图中采用了H型驱动电路，通过DSP的PWM输出引脚PWM1-PWM4输出的控制信号进行控制。用霍尔电流传感器检测电流变化，并通过ADCIN00引脚输入给DSP，经A/D转换产生电流反馈信号。采用增量式光电编码器检测电动机的速度变化，经QEP1、QEP2脚输入给DSP，获得速度反馈信号[3]。它还可以很容易地实现位置控制。 3.1.6 速度测量

速度检测有模拟和数字两种检测方法。模拟测速一般采用测速发电机，其输出电压不仅表示了转速的大小，还包含了转速的方向，在调速系统中，转速的方向也是不可缺少的。不过模拟测速方法的精度不够高，在低速时更为严重。对于要求精度高、调速范围大的系统，往往需要采用旋转编码器测速，即数字测速。

光电式旋转编码器是转速或转角的检测元件，旋转编码器与电动机相连，当电动机转动时，带动码盘旋转，便发出转速或转角信号。旋转编码器可分为绝对式和增量式两种。绝对式编码器在码盘上分层刻上表示角度的二进制数码或循环码，通过接受器将该数码送入计算机。绝对式编码器常用于检测转角，若需得到转速信号，必须对转角进行微分处理。增量式编码器在码盘上均匀地刻制一定数量的光栅，如图2.5所示，当电动机旋转时，码盘随之一起转动。通过光栅的作用，持续不断地开发或封闭光通路，因此，在接收装置的输出端便得到频率与转速成正比的方波脉冲序列，从而可以计算转速。

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发光装置VCC接收装置轴码盘图3.6 增量式旋转编码器示意图

上述脉冲序列正确地反映了转速的高低，但不能鉴别转向。为了获得转速的方向，可增加一对发光与接收装置，使两对发光与接收装置错开光栅节距的1/4，则两组脉

o

冲序列A和B的相位相差90 ，如图2.6所示。正转时A相超前B相；反转时B相超

前A相。采用简单的鉴相电路就可以分辨出方向。

AB正转AB反转

图3.7 区分旋转方向的A、B两组脉冲序列

若码盘的光栅数为N，则转速分辨率为1/N，常用得旋转编码器光栅数有1024、2048、4096等。采用倍率电路可以有效地提高转速分辨率，而不增加旋转编码器的光栅数，一般多采用四倍频电路[3]。

采用旋转编码器的数字测速方法有三种：M法、T法和M/T法。

（1）M法测速。在一定的时间Tc内测取旋转编码器输出的脉冲个数M1，用以计算这段时间内的平均转速，称作M法测速。把M1除以Tc就得到了旋转编码器输出脉冲的频率f1=M1/Tc,所以又称频率法。电动机每转一圈共产生Z个脉冲（Z=倍频系数×编码光栅数），把f1除以Z就得到电动机的转速。在习惯上，时间Tc以秒为单位，而转速是以每分钟的转数r/min为单位，则电动机的转速为：

60M1 （3.2） n=ZTc在上式中,Z和Tc均为常值,因此转速n正比于脉冲个数M1。高速时M1大，量化误差较小，随着转速的降低误差增大，转速过低时M1将小于1，测速装置便不能正常工作。所以M法测速只适用于高速段。

（2）T法测速。在编码器两个相邻输出脉冲的间隔时间内，用一个计数器对已知频率为f0的高频时钟脉冲进行计数，并由此来计算转速，称为T法测速。在这里，测速时间缘于编码器输出脉冲的周期，所以又称周期法。在T法测速中，准确的测速

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时间Tt是用所得的高频时钟脉冲个数M2计算出来的，即Tt=M2/f0，则电动机转速为：

n=高速时M2小，量化误差大，随着转速的降低误差减小，所以T法测速适用于低速段。 （3）M/T法测速。把M法和T法结合起来，既检测Tc时间内旋转编码器输出的脉冲个数M1，有检测同一时间间隔的高频时钟脉冲个数M2，用来计算转速，称作M/T法测速。设高频时钟脉冲的频率为f0，则准确的测速时间Tt=M2/f0，而电动机转速为：

6060f0=ZTtZM2（3.3）

60M160M1f0n==ZTtZM2（3.4）

采用M/T法测速时，应保证高频时钟脉冲计数器与旋转编码器输出脉冲计数器同时开启与关闭，以减少误差，只有等到编码器输出脉冲前沿到达时，两个计数器才同时允许开始或者停止计数。

由于M/T法的计数值M1和M2都随着转速的变化而变化，高速时，相当于M法测速，最低速时，M1=1，自动进入T法测速。因此，M/T法测速能适应的转速范围明显大于前两种，是目前广泛应用的一种测速方法[3]。

综上所述，本系统的速度测量采用数字M/T法测速。其中利用T1作为定时器，计时Tc时间产生中断，旋转编码器输出的脉冲个数M1由P1.6口检测，同一时间间隔的高频时钟脉冲个数M2由P1.7口检测，最后由转速中断程序完成转速的测量等等。 3.1.7 电流检测电路设计

由霍尔电流传感器CS50-P和I/V变换电路组成。用霍尔器件进行检测电流，由于磁场的变化与霍尔器件的输出电压信号有良好的线性关系，因此可以利用霍尔器件测得的输出信号，直接反应出导线中的电流强度。CS50-P是闭环电流传感器。额定电流±3.7A，额定输出电流50Ma，正好满足设计要求，故选用该件。由霍尔电流传感器测得的电流由I/V变换电路输入给DSP引脚ADCIN00，形成电流环。 3.1.8 IGBT驱动电路设计

本设计采用双极式H形可逆PWM变换器控制电机。四只IGBT的栅极驱动电压分为两组，VT1和VT4同时导通和关断，其驱动电压Ug1=Ug4；VT2和VT3同时导通和关断，其驱动电压Ug2=Ug3=-Ug1.本设计选用芯片M57215BL，四个M57215BL输出四路信号分别控制触发四个IGBT。M57215模块是日本三菱公司较早推出的大功率三极管驱动电路。该模块电路成熟，应用电路简单，对外界环境要求不高，特别是电源适用范围很广。M57215模块实际上是一块厚膜电路，内部集成了包括光电耦合器在内的GTR驱动电路。该模块分两种规格：M57215L主要用于AC200～220V线路中；M57215BL主要用于AC400～440V线路中。本设计选用M57215BL。该模块能直接驱动

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50A以下各种型号的GTR。当外加一级放大电路时，可驱动50A以上各种型号的GTR，应用十分灵活。 内部原理图如图：

图3.8 M57215 内部原理图

从图中可以看出，其原理十分简单，从引脚1和2加入控制信号，由引脚5和6输出驱动信号。

3.1.9 TMS320LF2407A DSP的结构介绍

TMS329LF2407A DSP属于TI公司TMS329C2000系列定点DSP中的C24xx产品系列。该系列产品还有TMS329LF2401A、2402A、2403A、2406A和TMS329LC2401A、2402A、2404A、2406A。C24xx系列DSP兼容早期的C24xx系列DSP。其中“LF”代表内Flash EPROM93.3V，“LC”代表低电压CM9S（3.3V）。 TMS320LF2407A DSP有如下特点：

（1） 由于采用了高性能的静态CMOS制造技术，因此给DSP具有低功耗和高

速度的特点。工作电压3.3V，有4种低功耗工作方式。单指令周期最短为25ns(40MHz),最高运算速度可达40MIPS，四级指令执行流水线。低功耗有利于电池的应用场合；而高速度非常使用于电动机的实时控制。

（2）由于采用了TMS320C2xx DSP CPU内核，因此保证了与TMS320C24x系列DSP的代码兼容性。

（3）片内继承了32K字的Flash程序存储器、2K字的单口RAM、544字的双口RAM。因而使该芯片可用于产品开发。可编程的密码保护能够充分的维护拥护的知识产权。 （4）提供外扩展64K字程序存储器、64K字数据存储器、64字I/O的能力。 （5）两个专用于电动机控制的时间管理器（EV），每一个都包含：2个16位通用定时器；8个16位脉宽调制（PWM）输出通道；1个能够快速封锁输出的外部引脚

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PDPINTx(其状态可从COMCONx寄存器获得)；可防止上下桥臂直通的可编程死区功能；3个捕捉单元；1个增量式光电位置编码器接口。 （6）可编程看门狗定时器，保证程序运行的安全性。

（7）16通道10为A/D转换器，具有可编程自动排序功能，4个启动A/D转换的触发源，最快A/D转换时间为375ns。

（8）32位累加器和32位中央算术逻辑单元（CALU）；16位×16位并行乘法器，可实现单指令周期的乘法运算；5个外部中断。 （9）串行借口SPI和SCI模块。

（10）很宽的工作温度范围，普通级：-40℃~85℃；特殊级：-40℃~125℃。这些性能对于本次设计来说，具有非常重要的意义。

TMS320LF2407引脚介绍，此处只介绍与本设计相关的引脚。 CAP1/QEP1/IOPA3 CAP2/QEP2/IOPA4 CAP3/IOPA5 ADCIN00 PWM1/IOPA6 PWM2/IOPA7 PWM3/IOPA0 PWM4/IOPB1 PWM7/IOPE1 PDPINTA

TMS329LF2407A DSP的结构才用了改进的哈佛结构，该结构支持分离的程序和数据总线。这样的结构使取指令、执行指令、数据传送和外设控制可以并行进行，因此可以击打的提供工作速度。

2407A DSP 可以分成三部分：DSP内核、存储器和外围设备。其功能结构图如图4.10所示。

DSP内核是DSP的核心，它担负着数据运算、信号处理的任务。它包括了累器、状态寄存器S0和S1、中央算术逻辑单元CALU、辅助寄存器、乘法器、移位器临时寄

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捕捉输入#1/正交编码脉冲输入#1（EVA）或通用I/O 捕捉输入#2/正交编码脉冲输入#2（EVA）或通用I/O 捕捉输入#3（EVA）或通用I/O ADC的模拟输入#0 比较/PWM输出引脚#1（EVA）或通用I/O 比较/PWM输出引脚#2（EVA）或通用I/O 比较/PWM输出引脚#3（EVA）或通用I/O 比较/PWM输出引脚#4（EVA）或通用I/O 比较/PWM输出引脚#7（EVA）或通用I/O 功率驱动保护中断输入引脚 存器T和乘积寄存器P。

存储器包括了32K字的Flash程序存储器、2K字的单口RAM和544字的双口RAM（DAAM）。

外围设备指的是DSP芯片中集成的除内核以外的功能模块，习惯上称之为外设。它包括了事件管理器、ADC

Flash/ROM 32字CAN接口等。 4K/12K/12K/4KDARAN(B0)256字C2xxDSPDARAN(B1)256字内核DARAN(B2)32字SARAM 2K字PLL时钟10-BitA DC 具有双排序器SCISPICANWD数字I/O 与其他引脚共享JATG端口事件管理器B 3个捕获输入 6个比较/PWM输出2个定时器/PWM转换器、SPI和SCI串行接口、

其中，在这里特别说明一下事件 管理器，TMS320LF2407A中的时 间管理器（EV）是专门为电动机控 制而设计的专用模块。

下面具体介绍事件管理器的结构功能： 事件管理器A 3个捕获输入 个相互独立的事件管理器EVA和

6个比较/PWM输出EVB，结构功能完全相同，每个都有 2个定时器/PWM外部存储器接口TMS320LF2407A DSP有两

16位通用定时器、8个16位的PWM 图4.10 TMS320LF2407A 模块结构 通道，三个比较单元，三个捕获单元，两路正交编码脉冲电路QEP及计数方向和外部时钟输入，16通道的10位的最小转换时间375ns的A/D转换器。由于事件管理器EVA和EVB，结构功能一样，下面就只介绍一下管理器模块A（EVA）的结构功能。

事件管理器A有Timer1和Timer2两个通用定时器，它们有如下功能： （1）作为常规的定时/计数器使用；

（2）用于在TxPWM引脚上输出频率和脉宽可调的PWM波； （3）与捕捉模块结合测量CAPx引脚上的脉宽；

（4）定时器1与比较模块配合产生死区可调的6个PWM控制信号；

（5）定时器2可服务于增量式光电编码器接口，测量电动机的转向、角位移和转速；

（6）启动A/D转速。

每个通用定时器包括：一个可读写的16位定时器增/减计数器TxCNT；一个可读写的16位定时器比较寄存器TxCMPR；一个可读写的16位定时器周期寄存器

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TxPR；一个可读写16位的定时器控制寄存器TxCR；可选择的内部或外部时钟；4可屏蔽中断——下溢、上溢、定时器比较和周期中断。

每个通用定时器有四种可选择的操作模式：停止/保持模式；连续递增记数模式；定向增减记数模式；连续增减记数模式。利用这些操作模式可以产生周期可变和固定的各种锯齿波及三角波。定时器比较寄存器和这些波形进行比较就可以产生各种PWM输出，称之为波形发生器。

通过配置GPTCONA/B寄存器中的相应位来规定高有效、低有效、强制高、强制低，这样就可以控制波形发生器的输出，以生成不同类型功率设备所需的PWM波形，每个通用定时器都提供一个独立的PWM输出通道。

事件管理器A有3个比较单元，1个比较单元、1个比较控制寄存器COMCONx和一个比较方式控制寄存器ACTRx。每个比较单元都有一个比较寄存器CMPRx，以及2个PWM输出引脚。这一套组合可以使事件管理器产生6个带死区的PWM输出，用于控制三相逆变桥。

比较单元的操作功能与定时器比较积存器的操作功能相似。当定时器的计数值与比较单元的比较寄存器相等时，就会在该比较单元的两个PWM引脚上产生跳变（两个引脚的跳变与比较方式寄存器ACTRx的设置有关），并经过1个CPU时钟后发出比较中断申请。

比较单元受比较控制寄存器和比较方式寄存器控制，通过这些寄存器可以设置比较输出是否允许、比较值和方式寄存器的重载条件、PWM引脚输出方式等。

增量式光电编码器是电动机控制中的常用传感器，用于测量电动机输出的角位移和转速等信息，作为闭环控制的反馈量。TMS320LF2407A DSP提供了与这种编码器的接口电路。

在事件管理器A中，它的编码器接口电路使用了定时器2作为可逆计数器，来计数编码脉冲的个数。编码脉冲通过2个引脚QEP1/CAP1和QEP2/CAP2输入到芯片内部。这两个引脚是与捕捉单元1、2复用的引脚，因此在使用编码器接口电路时，要禁止捕捉功能。

编码器接口电路利用输入编码脉冲的4个边沿加工成4倍频的计数脉冲信号和计数方向信号。4倍频的计数脉冲信号有利于提高电动机角位置和角位移信号的分辨率。计数方向信号自动地控制定时器2的计数方向，而计数方向引脚TDIRA这时不起作用。

在事件管理器A模块中，对增量式编码器脉冲电路寄存器的设置如下：

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将所需的值装载到定时器2的计数器、周期和比较寄存器中；设置T2CON为定向增/减计数方式，编码脉冲电路作为时钟源，并允许定时器2。

捕捉单元可用于测量捕捉引脚上输入信号的两个相邻跳变间的时间间隔，因此可以测量输入信号的频率或周期。

事件管理器A模块有三个捕捉单元，每个捕捉单元都有相应的引脚CAPx，它们可以选择定时器1或2作为计数时钟，但CAP1、CAP2必须使用相同的计数时钟。

每个捕捉单元都有一个2级先入先出（FIFO）堆栈，分为顶层堆栈（CAPxFIFO）和低层堆栈（CAPxFBOT）。当输入引脚上的信号发生指定跳变时，捕捉单元自动地将定时器的计数值（TxCNT）保存到堆栈中，并置中断标志位。顶层堆栈保存旧的计数值。当对堆栈进行读操作时，总是读取顶层堆栈的旧值，而同时低层堆栈自动地进入顶层堆栈，所以读操作可以清空堆栈。捕捉单元有两种寄存器，一个是捕捉控制寄存器（CAPCONA/B），另一个是捕捉FIFO状态寄存器（CAPFIFOA/B）。 3.1.10 键盘和显示

HD7279A的选通端CS和CLK、DATA、KEY分别于DSP的DSP CAP5/QEP4/IOPF0、DSP CLKOUT/IOPE0、DSP CAP6/IOPF1、DSP XINT2/ADCSOC/IOPD0相连。HD7279A是一片具有串行接口的，可同时驱动8位共阴式数码管（或64位独立LED）的智能显示驱动芯片，该芯片同时还可连接多达64键的键盘矩阵，单片即可完成LED显示，键盘接口的全部功能。HD7279A内部含有译码器，可直接接受BCD码或16进制码，并同时具有2种译码方式。HD7279A具有片选信号，可方便地实现多于8位的显示或多于64键的键盘接口。本设计中前四位数码管显示给定速度，后四位数码管显示实时速度。每位数码管对应的二个键分别为增加键和减少键。

3.2 主电路中参数计算

3.2.1 变压器二次侧电压U2的计算

U2是一个重要的参数，选择过低就会无法保证输出额定电压。选择过大又会造成延迟角α加大，功率因数变坏，整流元件的耐压升高，增加了装置的成本。一般可按下式计算，即：

U2=Udmax+nUTII2NAε(cosαmin-CUsk2) （3.5）

式中Udmax --整流电路输出电压最大值；

nUT --主电路电流回路n个晶闸管正向压降； C -- 线路接线方式系数；

Usk --变压器的短路比，对10～100kVA，Usk =0.05～0.1；

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I2/I2N--变压器二次实际工作电流与额定之比，应取最大值。 在要求不高场合或近似估算时，可用下式计算，即：

Ud AεBU2 = (1~1.2)（3.6）

式中A--理想情况下，α=0 °时整流电压Ud0与二次电压U2之比，即A=Ud0/U2；B--延迟角为α时输出电压Ud与Ud0之比，即B=Ud/Ud0； ε--电网波动系数；

1~1.2——考虑各种因数的安全系数； 根据设计要求，采用公式2.6,

由表查得 A=2.34；取ε = 0.9；α角考虑10 °裕量，则 B= cos α = 0.985

U2?(1~1.2)15(2.34?0.9?0.985)?7.2~8.64

取U2=8 V。电压比K= U1/U2= 380/8 =47.5。 3.2.2 一次、二次相电流I1、I2的计算

由表查得 KI1 = 0.816，KI2 = 0.816

考虑变压器励磁电流得：

KI1Id0.816′3I1= 1.05 = = 0.05AK47.5

I2= KI2Id= 0.816′3 = 2.448A

3.2.3 变压器容量的计算

S1=m1U1I1； （3.7）

S2=m2U2I2； （3.8）

S=1/2(S1+S2)； （3.9）

式中m1、m2 --一次侧与二次侧绕组的相数； 由表查得m1=3，m2=3

S1=m1U1I1=3×380×0.05=57 VA S2=m2U2I2=3×8×2.448=58.752 VA

S=1/2(S1+S2)=1/2（57+58.752）=57.876 VA

3.2.4 二极管整流桥VD1- VD6的选择

考虑到工厂的交流电电压值变化较大，其上限值取25V×(1+5%)=26.25V，其幅

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值电压可达26.25×1.414=37V[8]。山于整流桥中的二极管在承受反向电压时由两只二极管串联承担，因此，选取耐压为50V、电流为2.5A的整流桥完全可保证安全工作。 3.2.5 输入滤波电容C0的选型研究

当交流电源停电或漏电一个周期波形时，一般希望整流输出电压能维持一定时间后再开始下降，取电源输出的保持时间td=10ms。根据能量守恒定律，在td期间输出

的能量是由输入电容C1释放供给的，由公式：

1P02'2c1Vc-Vc=td2η()（3.10）

且考虑留有一定的余量，选滤波电容为4700μF。 3.2.6 平波电抗器的设计

为了使直流负载得到平滑的直流电流，通常在整流输出电路中串入带有气隙的铁心电抗器LD，称平波电抗器。其主要参数有流过电抗器的电流一般是已知的，因此电抗器参数计算主要是电感量的计算。

电动机电感量LD（单位为mH）可按下式计算：

UDLD=Kd?103 （3.11）

2pnID式中UD、ID、n－直流电动机电压、电流和转速，常用额定值代入；

p－电动机的磁极对数；

KD－计算系数。一般无补偿电动机取8～12，快速无补偿电动机取6～8，有补偿电动机取5～6。

本设计中取KD=8、UD=15V、ID=3A、n=3000r/min、p=1，

UD15 LD=Kd?103?8??103=6.67mH2pnID2?1?3000?3变压器漏电感量LT（单位为mH）可按下式计算

UULT=KTsh2100I式中 KT－计算系数，查表可得 DUsh－变压器的短路比，一般取5~10。 本设计中取KT=3.9、Ush=6

（3.12）

UU6?8所以

LT=KTsh2?3.9?=0.624mH100ID100?3可逆系统中限制环流电抗器（又称均衡电抗器），电感量LT（单位为mH）的计算

公式为：

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U2Lr=Kr （3.13）

IT式中Kr－计算系数，一般取Kr＝K1；K1=0.695

Ir－要求的环流值，通常取Ir＝（3％～10％）ID（ID为直流电动机电枢电流）。

Lr=KrU28?0.695?=37.1 mHIT5%?3实际所需的均衡电感量为Lra：Lra=Lr-LT

如果均衡电流经过变压器两相绕组，计算时，Lra应代入2 LT。

Lra=Lr-LT=37.1?0.667=24.7 mH一般说来，均衡电抗器Lra和平波电抗器LD分设的方案比较经济，故采用较为普遍。

3.2.7 励磁电路元件的选择

整流二极管耐压与主电路晶闸管相同，故取50V。额定电流可查得K=0.367， ID(AV)=(1.5~2)K Ii =(1.5~2) ×0.367×1.2A=0.66～0.88A

可选用ZP型0.5A、100V的二极管。RPL 为与电动机配套的磁场变阻器，用来调节励磁电流。

为实现弱磁保护，在磁场回路中串入了欠电流继电器KA ，动作电流通过RPI 调整。根据额定励磁电流Iex =1.2A，可选用吸引线圈电流为2.5A的JL14-11ZQ直流欠电流继电器。

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第四章 调速系统设计

4.1 模拟控制双闭环直流调速系统电路原理图

TA+RnRP1U*nR0R0ASR-++U*iR0CnUiR0RiACR-++UcGT-CiVId+LUPEUdM-n+-UnRP2TG-图4.1 双闭环直流调速系统的电路原理图

ASR-转速调节器 ACR-电流调节器 TG-测速发电机

TA-电流互感器 UPE-电力电子变换器

Un*-转速给定电压Un-转速反馈电压Ui*-电流给定电压Ui-电流反馈电压

在模拟控制中，为了实现转速和电流两种负反馈分别起作用，可在系统中设置两个调节器，分别调节转速和电流，即分别引入转速负反馈和电流负反馈。两者之间实行串级连接。为了获得良好的静、动态性能，转速和电流两个调节器一般都采用PI调节器，这样就构成的双闭环直流调速系统的电路原理图如图4.1所示。

从闭环结构上看，电流环在里面，称作内环；转速环在外面，称作外环。图中标出了两个调节器输出输入电压的实际极性，它们是按照PWM电力电子变换器控制电压的。

图中还表示了两个调节器的输出都是带限幅作用的，转速调节器ASR的输出限幅电压Uim*决定了电流给定电压的最大值；电流调节器ACR的输出限幅电压Ucm限制了电力电子变换器的最大输出电压Udm，这样的结构对于调速系统的稳定性具有很重要的意义。

为了实现转速和电流两种负反馈分别起作用，可在系统中设置两个调节器，分别调节转速和电流，即分别引入转速负反馈和电流负反馈。二者之间实行嵌套（或称串级）联接如下图4.2所示。

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TA-Un*UiV+UdId+M+ASRUi*-+ACRUcUPEUn--nTG图4.2 转速、电流双闭环直流调速系统结构

ASR—转速调节器 ACR—电流调节器 TG—测速发电机

TA—电流互感器 UPE—电力电子变换器

系统设计的一般原则：“先内环后外环” 。从内环开始，逐步向外扩展。在这里，首先设计电流调节器，然后把整个电流环看作是转速调节系统中的一个环节，再设计转速调节器。

4.2 调速系统的静态特性和动态特性分析

由生产要求可知，要校正好动态参数，应该对模拟控制的调速系统进行静、动态分析。实际上，在正常运行时，电流调节器是不会达到饱和状态的。因此，对于静特性来说，只有转速调节器饱和与不饱和两种情况。饱和：输出达到限幅值当调节器饱和时，输出为恒值，输入量的变化不再影响输出，除非有反向的输入信号使调节器退出饱和，换句话说，饱和的调节器暂时隔断了输入和输出间的联系，相当于使该调节环开环；不饱和：输出未达到限幅值当调节器不饱和时，PI 作用使输入偏差电压在稳态时总是零。双闭环直流调速系统的静特性结构图如图4.3所示，

双闭环调速系统在稳态工作中，当两个调节器都不饱和时，各变量之间有下列关系[1]：

U*=βI i=Uid=βIdLU*n=Un=αn=αn0Ud0Cen+IdRC* U=eUn/α+IdLRcK==sKsKs这些关系反映了PI调节器不同于P调节器的特点。比例环节的输出量总是正比于其输入量，而PI调节器则不然，其输出量的稳态值与输入无关，而是由它后面环节的需要决定的。后面需要PI调节器提供多么大的输出值，它就能提供多少，直到

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(4.1)(4.2)(4.3)

饱和为止。

根据各调节器的给定与反馈值计算有关的反馈系数[1]：

*U转速反馈系数 ： （4.4） α=nm nmax

U*β=im （4.5）电流反馈系数 ：

Idm

βRASRUn*Ui*Id+-UiACRUcUPE+KsUd0-IdRE1Cen-+Unα图4.3 双闭环直流调速系统的稳态结构图 α—转速反馈系数；β —电流反馈系数

当转速调节器饱和时，ASR输出达到限幅值Uim*，转速外环呈开环状态，转速的变化对系统不再产生影响。双闭环系统变成一个电流无静差的单电流闭环调节系统。稳态时：

U*Id=im=Idm （4.6）

β式中，最大电流 Idm是由设计者选定的，取决于电机的容许过载能力和拖动系统允许的最大加速度。

在分析完调速系统的静态特性并有了基本环节组成系统之后，再通过动态分析，就可以使系统更加完善了。设置双闭环控制的一个重要目标就是获得理想的起动过程波形。这时的起动电流呈方形波，转速按线性增长，这是在最大电流受限制时调速系统所能获得的最快的起动过程。双闭环直流调速系统突加给定电压Un*由静止状态起动时，转速和电流的动态时，转速调节器ASR经历了不饱和、饱和、退饱和三种情况。整个动态过程就分成电流上升阶段、恒流升速阶段和转速调节阶段。

一般来说，双闭环调速系统具有比较满意的动态性能。对于调速系统，最重要的

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动态性能是抗扰性能。主要是抗负载扰动和抗电网电压扰动的性能。双闭环直流调速系统的动态抗负载扰动如图4.4所示。

±ΔId1Un*+ASRUi*-+ACRUn-KsUd0Ts+1Ui-1/RIdTl+1RTmSE1Cenβα图4.4 直流调速系统的动态抗负载扰作用

4.3 调速系统调节器设计

对于动态结构中的转速和电流调节器，可按一般工程设计方法设计，电流内环按典型I型系统设计，转速外环按典型II型系统设计[1]。

由给定的生产条件和调速系统的要求，计算出电流调节器的比例系数Ki和超前时间常数τi以及转速调节器的比例系数Kn和其超前时间常数τn。然后，再分别求出电流和转速调节器的电路电阻值和电容值，确定调节器的型号。 4.3.1 电流调节器设计

电流调节器的作用有两个：一个是在起动和大范围加减速时起电流调节和限幅作用。因为此时速度调节器呈饱和状态，其输出信号一般作为极限给定值加到电流调节器上，电流调节器的作用结果是使绕组电流迅速达到并稳定在其最大值上，从而实现快速加减速和电流限流作用。电流调节器的另一个作用是使系统的抗电源扰动和负载扰动的能力增强。如果没有电流环，扰动会使绕组电流随之波动，使电动机的速度受影响。如果有电流环，由于电流时间常数较小，电流调节器会使受扰动的电流很快稳定下来，不至于发展到对速度产生大的影响。因此使系统的快速性和稳定性得到改善。 如图3.5所示为电流环的动态结构框图，其控制对象的传递函数为： K/RWACR(s)=s(Tss+1)(Ts+1)l（4.7）

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Ui*(s)+ACRUc(s)-KsUd0(s)1/RTs+1Tl+1Id(s)Uiβ图4.5 电流环动态结构框图

显然电流环的控制对象为一个双惯性环节。电流环在系统中的主要作用是抗电网电压的干扰，设计时，校正成典型I型系统，因此，电流调节器选用PI型，其传递函数形式为：

K(τs+1) （4.8） W(s)=ii

式中 Ki — 电流调节器的比例系数；

τis τ

i

— 电流调节器的超前时间常数。

电流调节器的参数计算如下： (1)确定时间常数

由课题的主要内容可知，整流装置滞后时间Ts=1/f=1/1000=0.001s，电流滤波时间常数Toi=0.001s，则电流环小时间常数之和T∑i=Ts+Toi=0.002s。 (2)确定电流反馈系数

由直流调速系统的静特性可知：β=Uim*/Idm=10V/1.5IN=1.35V/A (3)选择电流调节器的结构

设计指标要求电流超调量σi≤5%，并保证稳态无静差，可按典型I型系统设计电流调节器。以为电流环控制对象是双惯性型的，故采用PI型电流调节器，其传递函数为WACR(S)=Ki(τis+1)/τi

检查对电源电压的抗扰性能：T1/T∑i=0.015/0.002=7.5，由此可知对于典型I型系统动态抗扰性能的各项指标是满足要求的。 (4)计算电流调节器参数

电流调节器超前时间常数τi=T1=0.005s；电流环开环增KI：要求σi≤5%时，则应取KIT∑i=0.5，因此KI=0.5/T∑i=250s-1；于是，ACR的比例系数为：Ki=KIτiR/Ksβ=250×0.015×8/4.8×1.35=4.63。

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(5)检验近似条件

电流环截止频率Wci=KI=250 s-1；

电力晶体管整流装置传递函数的近似条件：1/3Ts=1/3×0.001=333.3 s-1>Wci，满足近似条件。

忽略反电动势变化对电流环动态影响的条件：

3 1/0.2 ? = T ×3=55.10 s-1< Wci，满足近似条件。 0.015 1/Tml电流环小时间常数近似处理的条件：1/3 =1/3 1/ 0.001 ? =333.3>Wci 0.0011/TTsi满足近似条件。

(6)计算电流调节器的电阻和电容

按所用运算放大器取Ro=40kΩ，各电阻和电容值为： Ri=KiRo=4.63×40=185.2 kΩ，取190 kΩ；

Ci=τi/Ri=0.015/190×1000=0.079×10-6F=0.079μF，取0.1μF； Coi=4Toi/Ro=4×0.001/40×103F=0.1×10-6F=0.1μF;

按照上述参数，电流环可以达到的动态跟随性能指标为σi=4.3%<5%，满足设计要求。

4.3.2 转速调节器设计

设计转速调节器的方法与设计电流调节器一样，先要根据控制对象的传递函数以及所要校正成的系统类型选择调节器。有一点不一样，在转速环内要包括电流环，所以首先要求出电流环的等效传递函数，其基本形式如下：

KACRW(s)= （4.9） cliTs+1这样原来的双惯性环节经等效化简后变成了一阶惯性环节。用等效环代替电流环

后，转速环的动态结构构图如图3.6所示。为了实现转速无静差，在调节器中应有积分环节，由图中可看到，在扰动作用点后面已经有一个积分环节了，因此应该设计成典型II型系统，同时也满足了系统抗负载扰动的性能要求。由此可见，转速调节器也应该选PI调节器。

转速调节器的作用是他是调速系统的主导调节器，它使转速n很快地跟随给定电压Un*变化，稳态时可以减小转速误差，并且对负载变化起抗扰作用，其输出限副值决定电动机允许的最大电流。

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Un*(s) +ASR-KsTs+1Id(s)-Id1(s)RCeTmSn(s)+α图4.6 转速环动态结构框图

转速调节器的参数计算如下： （1）确定时间常数

电流环等效时间常数1/KI：由KIT∑i=0.5得1/KI=T∑i/0.5=0.004s； 转速滤波时间常数Ton：Ton=0.005 s；

转速环小时间常数T∑n：按小时间常数近似处理，取T∑n=1/KI+ Ton=0.009 s。 确定转速反馈系数：α=Unm*/nmax=10/200=0.05 V.min/r （2）选择转速调节器的结构

按照设计要求选用PI调节器，其传递函数为WASR(S)=Kn(τns+1)/τns （3）计算转速调节器参数

按跟随和抗扰性能都较好的原则，取h=5，则ASR的超前时间常数为： τn=hT∑n=5×0.009=0.045s；

转速开环增益KN=（h+1）/2h2T∑n2=(1+5)/2×52×0.0092=1481 s-2

ASR的比例系数： Kn=(h+1)βCeTm/2hαRT∑n=6×1.35×0.12×0.2/10×0.05× 0.009×8=5.4

（4）检验近似条件：

转速环截止频率为：WcnKN/W1 = KN τ

n

=1481×0.045=66.65 s-1；

-1

电流环传递函数简化条件为：1/3 K I/T ni=1/3 =117.83s> Wcn，满250/0.002足简化条件。

转速环小时间常数近似处理条件为：1/3 K I/T on =1/3 250/0.005 =751 s-1>Wcn，满足简化条件。

（5）计算调节器的电阻和电容：

取R0=40 KΩ，则Rn=KnR0=5.4×40=216 kΩ；

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Cnτn/Rn=0.045/220×1000F=0.2μF，取0.2μF；

Con4Ton/R0=4×0.005/40×10-6F=0.5×10-6F=0.5μF，取0.5μF。 （6）校核转速超调量和过渡过程时间：

因为当h=5时，查表可知σn=37.6%，不能满足设计要求。实际上，由于所查数据是按线性系统计算的，而突加阶跃给定时，ASR饱和，不符合线性系统的前提，因此应该按ASR退饱和的情况重新计算超调量，则有：

Σn=2×81.2%×2×3.7×8×0.009/0.12×200×0.2=18.02%<20%，能满足设计要求。

过渡过程时间ts=9.55 T∑n=9.55×0.009=0.086<0.1 s，满足设计要求。

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第五章 仿真设计

5.1仿真

MATLAB是矩阵实验室（Matrix Laboratory）的简称，是美国MathWorks公司出品的商业数学软件，用于算法开发、数据可视化、数据分析以及数值计算的高级技术计算语言和交互式环境，主要包括MATLAB和Simulink两大部分。

Simulink是MATLAB最重要的组件之一，它提供一个动态系统建模、仿真和综合分析的集成环境。在该环境中，无需大量书写程序，而只需要通过简单直观的鼠标操作，就可构造出复杂的系统。Simulink具有适应面广、结构和流程清晰及仿真精细、贴近实际、效率高、灵活等优点，并基于以上优点Simulink已被广泛应用于控制理论和数字信号处理的复杂仿真和设计。同时有大量的第三方软件和硬件可应用于或被要求应用于Simulink。

Simulink是MATLAB中的一种可视化仿真工具，是一种基于MATLAB的框图设计环境，是实现动态系统建模、仿真和分析的一个软件包，被广泛应用于线性系统、非线性系统、数字控制及数字信号处理的建模和仿真中。Simulink可以用连续采样时间、离散采样时间或两种混合的采样时间进行建模，它也支持多速率系统，也就是系统中的不同部分具有不同的采样速率。为了创建动态系统模型，Simulink提供了一个建立模型方块图的图形用户接口(GUI) ，这个创建过程只需单击和拖动鼠标操作就能完成，它提供了一种更快捷、直接明了的方式，而且用户可以立即看到系统的仿真结果。

Simulink是用于动态系统和嵌入式系统的多领域仿真和基于模型的设计工具。对各种时变系统，包括通讯、控制、信号处理、视频处理和图像处理系统，Simulink提供了交互式图形化环境和可定制模块库来对其进行设计、仿真、执行和测试。.

构架在Simulink基础之上的其他产品扩展了Simulink多领域建模功能，也提供了用于设计、执行、验证和确认任务的相应工具。Simulink与MATLAB紧密集成，可以直接访问MATLAB大量的工具来进行算法研发、仿真的分析和可视化、批处理脚本的创建、建模环境的定制以及信号参数和测试数据的定义。 （1）绘制原理图

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图5.1 直流双闭环调速系统simulink仿真模形

（2） 仿真波形

(3)小结

双闭环调速系统起动过程的电流和转速波形是接近理想快速起动过程波形的。按照ASR在起动过程中的饱和情况，可将起动过程分为三个阶段，即电流上升阶段、恒流升速阶段和转速调节阶段。从起动时间上看，Ⅱ阶段恒流升速是主要的阶段，因此双闭环系统基本上实现了电流受限制下的快速起动，利用了饱和非线性控制方法，达到“准时间最优控制”。带PI调节器的双闭环调速系统还有一个特点，就是转速必超调。在双闭环调速系统中，ASR的作用是对转速的抗扰调节并使之在稳态时无静差，其输出限幅决定允许的最大电流。

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第六章 软件设计

6.1 程序流程图

调速系统的软件设计由三部分组成：主程序、初始化程序和中断服务子程序。下面将介绍各部分程序的流程图。 （1）主程序

主程序完成实时性要求不高的功能，完成系统初始化后，实现键盘处理、刷新处理与上位计算机和其他外设通信等功能。其流程图如图4.1所示。

主程序系统初始化系统初始化设定定时器、PWM、数字测速工作方式N有键按下吗？Y键处理设定I/O、通信接口及显示、键盘工作方式刷新显示参数及变量初始化数据通信返回 图6.1 主程序框图 图6.2 初始化子程序框图

（2）初始化子程序

初始化程序主要完成硬件器件工作方式的设定、系统运行参数和变量的初始化等。其流程图如图4.2所示。 （3）中断服务子程序

中断服务子程序主要完成实时性强的功能，如故障保护、PWM生成、状态检测和

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数字PI调节等。中断服务子程序由相应的中断源提出申请，CPU实时响应。

它包括了三种中断服务，其中转速调节中断服务子程序流程图如图6.3所示，电流调节中断服务子程序流程图如图6.4所示，故障保护中断服务子程序流程图如图 6.5所示。

读入转速给定 读入电流反馈 保护现场 保护现场 封锁PWM输出

图6.3转速调节中断服务子程序框图 图6.4电流调节中断服务子程序框图 中断返回 中断返回 恢复现场 恢复现场 允许测速 启动A/D转换 转速调节 计算转速 电流调节 分析、判断 故障原因 PWM生成 显示故障原因 故障报警 等待系统复位 图6.5故障保护中断 服务子程序框图 通过分析这些程序流程图，可以为后面的软件设计理清思路，把准备工作做好那么在后面的软件设计中，将要对模拟PI调节器进行数字化，再分析对通用定时器、比较单元、增量式光电编码器接口与捕获单元等功能模块进行介绍和分析。

6.2 定点DSP的数据线Q格式表示方法

TMS320LF2407A 是定点DSP，而不是浮点DSP。因此在对含有小数这样的实数进行运算时，就必须采用Q格式对数据进行规格化处理。如果一个16位数被规格化为

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QK格式，它的一般表达式为：

Z=b15-K?215-K+b14-K?214-K+?+b0+b-1?2-1+b-2?2-2+?+b-K?2-K (6.1) 这里K暗中包括了小数的位数[10]。

实质上，QK格式是将一个放大了2K倍，然后舍去了剩于小数，形成一个全是整数的替代数。这样，这个数才可以进行能够保证一定精度的定点运算。

6.3 数字PI调节器的DSP实现方法[1]

在3.3小节中，已经先按模拟系统的设计方法设计好转速和电流调节器。 常规的模拟PI控制系统原理框图见图4.10。该系统由模拟PI调节器和被控对象组成。图中，r(t)是给定值，y(t)是系统的实际输出值，给定值与实际输出值构成控制偏差e(t)。

e(t)= r(t) - y(t) （6.2）

比例r(t)+e(t)++积分u(t)被控对象y(t)- 图6.6 模拟PI控制系统原理框图

e(t)作为PI调节器的输入，u(t)作为PI调节器的输出和被控对象的输入。所以模拟PI调节器的控制规律为：

??1t u(t)=K p ? e(t)dt ? +u 0 （6.3） ? e(t)+0TI??式中KP—比例系数；

TI—积分常数；

采用DSP对电动机进行控制时，使用的是数字PI调节器，而不是模拟PI调节器，

也就是说用程序取代PI模拟电路，用软件取代硬件。

将式（6.3）离散化处理就可以得到数字PI调节器的算法

或

?Tk?uk=Kp?ek+?ej?+u0 TIj=0??

（6.4）

Pe u k =K k +TK I e j +u 0 （6.5）

j=0?k式中 k—采样序号，k = 0，1，2，?；

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uk—第k次采样时刻的输出值； ek—第k次采样时刻输入的偏差值； KI—积分系数，KI = KP/TI； u0—开始进行PI控制的原始初值；

将式（6.5）变化一下，令第k次采样时刻的输出增量为：

Δuk=uk-uk-1=KP(ek-ek-1)+TKIek （6.6）

uk=uk-1+KP(ek-ek-1)+TKIek所以 （6.7）

uk=uk-1+K1ek+K2ek-1或 （6.8）

式中 uk-1—第k-1次采样时刻的输出值；

ek-1—第k-1次采样时刻输入的偏差值； K1— K1 = KP+TK1； K2— K2 = -KP。

用式（6.7）或式（6.8）就可以通过有限次数的乘法和加法快速地计算PI调节器的输出uk。

以下是用（6.8）计算uk的程序代码： LT EK ；T= ek-1

MPY K2 ；K2是Q12格式，P =ek-1?K2 LACC GIVE ；给定值 SUB MEASURE ；减反馈值 SACL EK ；保存偏差ek LACC UK，12 ；uk-1

LAT EK ；ACC= uk-1+ ek-1?K2，Q12格式，T=ek MPY K1 ；K1是Q12格式，P= ek?K1

APAC ；ACC=uk?1+ ek-1?K2+ ek?K1，Q12格式 SCAH UK，4 ；保存

为了消除积分饱和带来的不利影响，可以使用防积分饱和PI调节器，其算法如下：

U=Rk-1+KPek （6.9） uk = umax U?umax （6.10） uk = umin U?umin （6.11） uk = U umin ?U? umax （6.12） Rk = Rk-1 + KIek + KC(uk-U) （6.13）

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式中KI = KPT/TI，T为采样周期。

积分饱和修正系数KC = KI/KP = T/TI。

6.4 DSP控制程序的有关参数计算

完成了PI调节器的数字算法后，接下来我就开始对其控制程序的有关参数进行计算。我设计脉冲编码器在每个PWM周期（50μs）都对直流调速系统进行一次电流采样和电流PI调节，因此电流采样周期与PWM周期相同，以实现实时控制。

采用定时器1周期中断标志来启动A/D转换，转换结束后申请ADC中断。全部控制功能都通过中断处理子程序来完成。

由于速度时间常数较大，我在本程序中设计每90个PWM周期（即4.5ms）对速度进行一次PI调节。

速度反馈量是按以下方法计算的[12]：

在每个PWM周期都通过读编码器求一次编码脉冲增量，并累计。电动机的最高转速是200r/min即10/3 r/s。采用1024线的编码器，经DSP四倍频后每转发出4096个脉冲。所以在这个转速下，每秒发出10/3?4096=40960/3个脉冲。那么4.5ms发出的最大脉冲数为40960/3?4.5?103=61.44。令编码器脉冲速度转换系数KSPEED=1/61.44，其Q22格式为KSPEED=222/61.44，即10AAAH。用编码器的脉冲累计值乘以KSPEED就可以得当前转速反馈量相对于最高转速比例值n，当前转速反馈量等于200?n/222。

程序中的速度PI调节器和电流PI调节器的各个参数可以根据生产要求在初始化程序中改写。根据将模拟PI调节器离散化得到数字PI调节器后，求的以下数字调节器的参数：

电流比例系数I_KP=4A14H，Q12格式； 电流积分系数I_KI=134AAAH，Q12格式； 电流积分饱和修正系数I_KC=000DH，Q12格式； 速度比例系数N_KP=5666H，Q12格式； 速度积分系数N_KI=71000H，Q12格式； 速度积分饱和修正系数N_KC=0199H，Q12格式； 电流最大值IMAX=7666H，Q12格式。

6.5 DSP控制程序

程序分为三个部分：初始化程序、T2周期中断或比较中断处理子程序、T1周期

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中断处理子程序[3]。 （1）初始化程序

初始化程序主要包括对变量和系统设置进行初始化，本例还将转子起始位置初始化程序放在初始化程序中。如果要求电动机频繁启动，可将转子起始位置初始化程序放入主模块中。

对系统的设置包括：开INT2、INT3中断；T1定时器设置为连续增计数方式；PMW频率为25KHz；PWM占空比初值为100%，以使对通电想通电的瞬间相电流能够快速上升。

（2）T2周期中断或比较中断处理子程序

T2周期中断或比较中断都使用同一个中断入口INT3，因此可以很容易地实现共同用一个中断处理子程序。该子程序只做两件事：第一件事是置允许换相标志；第二件事是使T2计数器T2CNT重新赋初值。 （3）周期中断处理子程序

首先根据换相标志判断是否允许换相。如果允许换相，则根据转向和当前通电相来确定下一个通电相是哪一相。然后进行A/D转换，获得电流反馈值，对通电相进行电流调节控制。通过修改比较方式寄存器ACTRA来实现换相。转速的计算和速度控制程序没有给出，读者可参阅前面各章的内容自行设计。

表6.1 程序中的变量含义

名称 ADDRESS GPR0 GPR2 GPR3 CMD CMDAC CMDBD MAX 含义 换相处理程序地址 当前通电相标志（1.2.3.4—A.B.C.D） 转向标志,1为CW,0为CCW 换相标志,1为不允许,0为允许 电流参考值 C相电流参考值 B/D相电流参考值 最小占空比（0%）比较值 名称 MIN COMAC COMBD CURRAC CURRBD NUM TMP 含义 最大占空比（100%）比较值 A/C相比较值 B/D相比较值 A/C相电流检测值 B/D相电流检测值 电流修正值 临时变量

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总 结

本设计用一台DSP及外部扩展设备代替模拟系统中速度调节器、电流调节器、触发器、逻辑切换单元、锁零单元和电流自适应调节器等，从而使直流调速系统实现全数字化。用软件编程完成电流、转速等各项参数的计算，实现最优化调节。

本设计采用采用了TMS320FL240X系列中的2407A，在此DSP控制的直流调速系统中，速度给定、速度反馈和电流反馈信号是通过模拟光电隔离器、A/D转换器送入计算机，计算机按照已定的控制算法计算产生脉冲，经并行口、数字光电隔离器、功率放大器送到晶闸管的控制级，以控制晶闸管输出整流电压的大小，平稳的调节电动机的速度。在以往的数字化直流调速系统中转速常用测速发电机来检测，这种模拟测速方法的精度不够高，在低速时更为严重，很难保障生产的高效、安全运行，所以在本次设计中测速采用了目前较先进的旋转编码器测速，即数字测速。数字测速不仅精度高，而且安全稳定、维护方便，同时采用M/T数字测速方法，兼备了M法和T法测速的优点，有效地扩大了调速范围。

通过本次设计，加强了我对知识的掌握，同时了解了目前工业生产中数字化系统的重要性，使我对使用DSP实现自动化控制的设计过程有了全面地了解。通过学习控制系统工作原理以及如何利用DSP实现各种功能，我查阅了大量相关资料，学会了许多知识，培养了我独立解决问题的能力。同时在对硬件电路设计的过程中，巩固了我的专业课知识，使自己受益匪浅。当然在本次设计中还有需要改进和完善的地方，比如可以进一步完善系统的故障检测和保护，使故障检测更加全面和高效，还可以设计一个UPS电源，防止在断电的情况下造成系统损害，保证生产的连续运行。

总之，通过本次设计不仅进一步强化了专业知识，还掌握了设计系统的方法、步骤等，为今后的工作和学习打下了坚实的基础

。

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参考文献

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23 Fang Linluo.Disturbunce Response Techniques for Digital Control System.IEEE Transactions on Industrial Electronics,No.3,1985

24 Philips Semiconductors and Electronics North America Corporation. DATA

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HANDBOOK 80C51-Based 8-Bit Microcontrollers.USA,1994

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致 谢

大学生活即将结束，为期一个学期的毕业设计也接近尾声。此次毕业设计的完成，凝聚着许多人的关怀和帮助。首先要感谢我敬爱的指导教师王霆在学术上的精心指导和在设计上的严格要求，在思想、学习和生活等各个方面的典范作用，在系统设计和调试过程中给予的很大的帮助。使我的本科学业得以顺利完成，并激励着我在今后的人生道路上不断开拓进取，勇往直前。在此，我再一次对王老师的培养和关怀表示诚挚的谢意！

感谢其他任课老师们，他们不但在大学四年中指导我们学习和生活，而且在完成论文期间给我许多帮助和建议，他们兢兢业业、对工作认真负责的态度为我做出了好的表率，时刻鞭策着我向他们学习。

非常感谢我的同学们，在与他们共同的学习、工作、生活过程中，他们给予了我及时的帮助和建议，开拓了我的思路。我对他们致以真诚的谢意和衷心的祝福。

最后，向所有帮助过我的人致以最诚挚的谢意！

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