基于DSP的数字逆变电源的设计(毕业设计)

本科毕业设计说明书

基于TMS320LF2407A的数字逆变电源的设计 THE DESIGN OF DIGITAL INVERTER BASED ON

TMS320LF2407A

学院（部）：电气与信息工程学院 专业班级： 学生姓名： 指导教师：

2013年 06 月 01 日

基于TMS320LF2407A的数字逆变电源的设计

摘要

逆变电源是一种采用电力电子技术是进行电能变换的装置，它从交流或直流输入获得稳压恒频的交流输出。逆变电源技术是一门综合性的产业技术，它横跨电力、电子、微处理器及自动控制等多学科领域，是目前电力电子产业和科研的热点之一。逆变电源广泛应用于航空、航海、电力、铁路交通、邮电通信等诸多领域。电源技术的发展使得数字控制系统控制的电源取代传统电源已成为必然。

逆变电源的发展是和电力电子器件的发展联系在一起的，器件的发展带动着逆变电源的发展。目前逆变电源的核心部分就是逆变器和其控制部分，虽然在控制方法上已经趋于成熟，但是其控制方法实现起来还是有所困难。因此，对逆变电源的控制和逆变器进行深入研究具有很大的现实意义。

随着现代科学技术的迅猛发展，逆变技术目前已朝着全数字化、智能化、网络化的方向发展。而作为专用的DSP的出现，更是为研究和设计新型的逆变电源提供了更方便、更灵活、功能更强大的技术平台。本文采用美国德州仪器公司(TI)新近推出的一种TMS320LF2407A数字信号处理器，作为逆变电源中的核心控制部分进行研究。以实现所研制的逆变装置能输出标准的正弦交流电。

本文主要分析了变频电源技术现状、发展趋势和存在的难点，指出论文的研究内容和意义。详细讨论了逆变器的SPWM调制法工作原理，介绍了数字实现时对称规则采样法和不对称规则采样法的特点。通过分析SPWM波形产生规律和特点，选择了以不对称规则采样法为基础实现的单极性SPWM控制，并且具体介绍了DSP实现SPWM。文中设计出了整个逆变电源的硬件结构，其主要核心部分是IPM和DSP控制部分。这两部分的结合使得该电源结构简单、性能优良。并且针对DSP控制系统的各个部分进行了软件设计，给出了相应的软件流程图。

关键词：逆变电源，SPWM，TMS320LF2407A,IPM

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THE DESIGN OF DIGITAL INVERTER BASED ON

TMS320LF2407A

ABSTRACT

Inverter is a power electronic technology is used for energy conversion device, which obtained from AC or DC input voltage constant frequency AC output. Inverter technology is a comprehensive contention industry technology, it stretches electricity, electronics, microprocessors and other multi-disciplinary field of automatic control, is the power electronics industry and scientific research hot spots. Power inverter is widely used in aviation, marine, electric power, railway transport, post and telecommunications, and many other fields. Power technology enables digital power control system to replace the traditional power has become a necessity.

The development of power inverter and power electronic devices linked to the development of the device led to the development of power inverter development. Currently inverter is the core part of the inverter and its control part, although the control method has become mature, but its control method to achieve it is still somewhat difficult. Therefore, the inverter and the inverter to control depth study has great practical significance.

With the rapid development of modern science and technology. As inverter technology has been moving all-digital, intelligent, network oriented direction. As a dedicated DSP appearance, but also for research and design of new power inverter provides a more convenient, more flexible, more powerful technology platform. In this paper, Texas Instruments(TI)recently introduced a TMS320LF2407A digital signal processor as the core power inverter control part of research. Developed in order to achieve the standard inverter device can output a sinusoidal alternating current.

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This paper analyzes the variable frequency power supply technology status, trends and the presence of difficulties, that the thesis content and meaning. Discussed in detail SPWM modulation inverter principle, introduced a digital realization symmetric and asymmetric sampling rules the rules of sampling characteristics. SPWM waveform generated by analyzing the rules and characteristics, chose to asymmetric regular sampling method is based on the realization of the unipolar SPWM control, and specifically describes the DSP implementation SPWM. The paper designed the entire inverter hardware structure, the main core of the IPM and DSP control section. The combination of these two parts so that the power of simple structure, excellent performance. And the DSP control system for the various parts of the software design, gives the corresponding software flow chart.

KEYWARDS:inverter,spwm,tms320lf2407a,ipm

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目录

摘要(中文) ........................................................ II 摘要(外文) ...................................................... IIII 1.绪论 ............................................................. 1

1.1引言 ........................................................ 1 1.2逆变器的现状及发展趋势 ...................................... 1

1.2.1逆变器的现状 ........................................... 1 1.2.2逆变器的发展趋势 ....................................... 2 1.3主要内容和章节安排 .......................................... 4 2.逆变系统基本结构及控制策略 ....................................... 5

2.1现代逆变系统基本结构 ........................................ 5 2.2 SPWM控制技术及其原理 ...................................... 6

2.2.1逆变系统的原理 ......................................... 6 2.2.2 SPWM控制基础 ........................................ 8 2.2.3 PWM波形的基本原理 ................................... 9 2.3 SPWM采样方法对比分析 ...................................... 9 2.4 SPWM控制方式分析 ......................................... 13

2.4.1单极性SPWM控制方式 ................................. 14 2.4.2双极性SPWM控制方式 ................................. 15 2.4.3单极性和双极性调制比较 ................................ 16 2.5使用DSP实现SPWM波 ...................................... 16

2.5.1 DSP的事件（EV）管理器模块介绍 ....................... 16 2.5.2 DSP中断及中断向量 ................................... 20 2.5.3 DSP控制三相SPWM波形产生原理分析 .................. 21

3.基于DSP系统的硬件设计与研究 .................................... 23

3.1三相逆变电源主电路结构的比较分析 ........................... 23 3.2基于DSP系统的逆变电源硬件结构设计 ......................... 24

3.2.1硬件结构图 ............................................ 24 3.2.2整流、滤波电路的设计 .................................. 24 3.2.3输出滤波电路的设计 .................................... 26 3.3智能功率模块IPM的设计 ..................................... 27

3.3.1 智能功率模块IPM的介绍 ............................... 27 3.3.2 IPM模块的选择 ....................................... 28

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2.逆变系统基本结构及控制策略

2.1现代逆变系统基本结构

逆变的直接功能是将直流电变换成交流电。逆变系统的核心就是逆变开关电路，或者叫逆变电路，通过电力电子开关的导通与关断，完成逆变的功能。电力电子开关器件的通断，需要一定的驱动脉冲，这些脉冲可以通过改变一个电压信号来调节，产生和调节脉冲的电路通常称为控制电路(或控制回路)。逆变电路中，除了逆变电路和控制电路之外，还要有保护电路、辅助电源、输入电路、输出电路等等。

下面对各个部分做一些简单介绍： (1)输入电路

逆变主电路输入为直流电，若是直流电网(如煤矿，矿山，电车等)、蓄电池贮存的电，或者是直流发电机发出的电，或者直流电动机和变频调速交流电动机制动时再生直流电，则输入电路包括滤波电路和EMI对策电路。若是交流电网，除了滤波和EMI对策电路外，首先还要有整流电路。

(2)输出电路

输出电路一般都包括输出滤波电路和EMI对策电路，对直流输出的逆变系统还包括输出整流电路。对隔离式逆变器，在输出电路的前面还有逆变变压器。对于开环控制的逆变系统，输出量不用反馈到控制电路，而对于闭环控制逆变系统，输出量还要反馈到控制电路。

(3)控制电路

控制电路的功能是按要求产生和调节一系列的控制脉冲来控制逆变开关管的一导通和关断，从而配合逆变电路完成逆变功能。在逆变系统中，控制电路和逆变主电路同样重要。

(4)辅助电源和保护电路

辅助电源的功能是将逆变器的输入电压变换成适合控制电路工作的直流电压。若是直流输入，则是一个或几个DC/DC变换器：若是交流输入，则可以采用工频降压、整流、线性稳压的方式，当然也可以采用DC/DC变换器。

保护电路主要包括：

①输入过压、欠压保护。因为是电网问题，一般是可以自恢复的。 ②输出过压、欠压保护。一般是故障问题，最好是不可自恢复。 ③过载保护。有时是瞬间过载，所以应是可自恢复的。

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④过流和短路保护。属于故障，所以应该是不可自恢复的。

⑤过热保护。当环境温度过高或长时间超负荷运行，逆变器会出现过热自动保护，但冷却系统应继续工作，在温度降到一定值后，应能自动恢复工作。

(5)逆变主电路

逆变主电路就是由逆变开关器件等组成的变换电路，分为非隔离式和隔离式两大类。如变频器、能量回馈等都是非隔离的，逆变焊接电源、通信基础开关电源、UPS、加热电源等都是隔离式逆变电路。隔离式逆变主电路还应包括逆变变压器。非隔离式电压变换电路形式有多种，是组成逆变主电路的基本形式，用它们也可以组成各种隔离式逆交主电路。 2.2 SPWM控制技术及其原理 2.2.1逆变系统的原理

本文所研究的电源是为了在输出得到稳压恒频的交流电压信号，故采用电压型逆变电路。在同一直流电压输入情况下，全桥逆变电路输出电压是半桥逆变电路输出电压的二倍，故文中逆变电源逆变器部分采用全桥逆变电路。

下面介绍电压型全桥逆变电路：电路原理图见图2-1。

图2-1电压型全桥逆变电路

它共有四个桥臂，可以看成由两个半桥电路组合而成。把桥臂1和4作为一对，桥臂2和3作为另一对，成对的两个桥臂同时导通，两对交替各导通

，即1、4

导通时关断2、3；2、3导通时，关断1、4。负载为阻感负载时，其输出波形如图2-2所示。图中VDl，Vl，VD2，V2相继导通的区间，分别对应与图中的VDl和VD4，Vl和V4，VD2和VD3，V2和V3相继导通的区间。值得注意的是，功率管的驱动信号虽然为

互补驱动模式，但是功率管的实际导通角则与负载电流-电压相位角有关。当负载为纯阻性负载即逆变器的输出电流、电压相位角为零时，在电压正半周功率管VT1、VT4导通，而在电压负半周功率管VT3、VT2导通，即逆变器中的续流二极管不工作；而当负载电流、电压相位角不为零时，在电流正半周功率管由两种导通组合，即电压正半周时VT1、VT4导通或电压负半周时

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VD2、VD3导通，在电流负半周功率管也相应由两种导通组合，即电压负半周时VT2、VT3导通或电压正半周时VD1、VD4导通，显然当负载电流、电压相位角不为零时续流二极管工作，以缓冲负载与逆变器直流侧电容间的无功能量交换。

udoл2лtiooVD1VD42ллV1V4VD2V2VD3V3

t图2-2电压型全桥逆变电路输出波形

对其电压波形进行定量分析，把幅值为

的矩形波

展开成傅立叶级数得：

(2-1)

其中基波的幅值和基波有效值分别为

(2-2)

(2-3)

于是由逆变原理可知，如果控制IGBT的开通与关断的频率，那么输出电压的频率和IGBT的开关频率便存在一定的对应关系：控制IGBT的开通与关断的占空比，那么输出电压的有效值也和IGBT的开关占空比便存在一定的对应关系，因此产生精确控制IGBT开关驱动信号SPWM便成为了本文研究的重点。

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2.2.2 SPWM控制基础

在分析SPWM之前，必须要了解PWM(Pulse Width Modulation，PWM)及其相关知识，这是通过对一系列脉冲的宽度进行调制来等效地获得所需波形包含形状和幅值)的。

(1)冲量

冲量(指窄脉冲的面积)相等而形状不同的窄脉冲加在具有惯性的环节上时，其效果基本相同，即具有惯性环节的输出响应波形基本相同(低频段非常接近，仅在高频段略有差异)，如图2-3所示，其中u(t)为电路的输入信号，i(t)为输出信号。

图2-3 冲量相同的各种窄脉冲的响应波形

（2）面积等效原理

在采样控制理论中有一个重要的结论：冲量相等而形状不同的窄脉冲加在具有惯性的环节上时，其效果基本相同。冲量即是窄脉冲的面积。这里所说的效果基本相同是指环节的输出响应波形基本相同。如果把各输出波形用傅立叶变换分析，则其低频段非常接近，仅在高频段略有差异。例如图2-4中a,b,c所示的三个窄脉冲形状不同，但它们的面积（即冲量）都等于1，那么，当它们分别加在具有惯性的同一个环节时，其输出响应基本相同。上述被称为面积等效原理，它是PWM控制技术的重要理论基础。

图2-4 形状不同而冲量相同的各种窄脉冲

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t

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2.2.3 PWM波形的基本原理

逆变器的种类很多，各自的具体工作原理、工作过程不尽相同，但是最基本的逆变过程是相同的。下面以最简单的单相桥式逆变电路为例，具体说明逆变器的“逆变”过程。单相桥式逆变原理见图2-5（a）。该图中输入直流电压为E,R代表逆变器的纯电阻性负载。当开关S1,S4接通后,电流流过S1,R和S4时，负载上的电压极性是左正右负；当开关S1,S4断开，S2,S3接通后，电流流过S2, R和S3，负载上的电压极性反向。若两组开关S1,S4,S2,S3以频率f交替切换工作时，负载R上便可得到频率为f的交变电压U0，其波形见图2-5(b)，该波形为一方波，其周期T=1/f。图示的电路和波形只是逆变过程基本原理的示意描述，实际上要构成一台实用型逆变器，还需要增加许多重要功能电路和辅助电路。 （a） 图2-5 单相桥式逆变电路及其输出波形 单相正弦逆变电源中，逆变器要把市电经整流滤波后得到的直流电或者由蓄电池提供的直流电，重新转化为频率非常稳定，稳定电压受负载影响小的，波形畸变因数满足负载要求的交流正弦波。 2.3 SPWM采样方法对比分析

近年来，正弦脉宽调制(SPWM)技术以其优良的传输特性成为电力电子装置中调制技术的基本方式。

采榉实现SPWM调制方式可分为自然采样法、对称规则采样法和不对称规划采样法三种。下面对这几种方法律简要的分析：

（1）自然采样法。自然采样法原理如图2-6所示，用一个基波正弦波与一个三角载波相比较，由两者的交点确定逆变器开关模式。

（b） 9

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图2-6 自然采样法

图2-6中，Tt为三角波的周期，Ur为三角波的幅值，正弦波为Ucsin?t,Ts称为采样周期，Ts?Tt/2,t1及t2为正弦波与三角波两个相邻交点的时刻。由图2-5可知

Ttoff?s?1?Msin?t1?

2Ts?1?Msin?t1? ton?2T??s?1?Msin?t2? ton2Ts???1?Msin?t2? toff2（2-4） 式(2-4)中，M为调制度，M?Uc/Ur(即为正弦波幅值与三角波幅值之比) 0

ω为正弦波角频率，ω变化时，PWM脉冲序列基波频率也随之改变。

T?M??1?1?tp为脉冲宽度，tp?ton?ton ?sin?t1?sin?t2???2?2?（2-5）

式(2-5)中，t1和t2不但与载波比N?T/Tt(T为正弦波的周期)有关，而且是幅度调制比M的函数，求解tl、t2与M的关系比较复杂。

由此可知，自然采样法得到的数学模型并不适合由微处理器实现实时控制。

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（2）对称规则采样法。规则采样法就是将自然采样法中的正弦调制波以阶梯调制波进行拟合后一种简化的SPWM脉冲信号发生方法，如图2-7所示。

AEBtett1t2Tct3t图2-7 SPWM脉冲信号规则采样法生成原理

值得注意的是，每个载波周期中，原正弦调制波与三角载波周期中心线的交点就是阶梯波水平线段的中点。这样，三角载波与阶梯波水平线段的交点A,B两点就分别落在正弦调制波的上下两边，从而减少了以阶梯波调制的误差。另外，由于A,B两点对于三角载波周期中心线对称，因而使SPWM脉冲信号发生得以简化。由图2-7，并根据相似三角形的几何关系容易得出规则采样法SPWM脉宽t2以及脉冲间隙时间t1，t3的表达式分别为

(2-6)

(2-7)

式中，为三角载波周期中心的时间值。

由于，，M均为已知量，因此，规则采样法SPWM脉宽的计算较为简便，适合基于微处理器的数字SPWM控制。

（3）不对称规则采样法是既在三角波的顶点位置，又在底点位置对正弦波进行采样，由采样值形成阶梯波，阶梯波与三角波的交点所确定的脉宽在一个三角波的周期内的位置不对称的采样方法，其原理如图2-8所示。

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图2-8 不对称规则采样法

T由图2-8得： toff?s?1?Msin?t1?

2Tton?s?1?Msin?t1?

2T??s?1?Msin?t2? ton2Ts???1?Msin?t2? （2-8） toff2T?M???t?1?脉冲宽度为：tpw?ton?ton（2-9） (sin?t1?sin?t2)?

2?2?其中，Ts?Tt/2（Ts是采样周期，Tt是三角波周期）

T如图2-8中，有 t1?tk,(k?0,2,4,6,...)

2Tt2?tk,(k?1,3,5,7,...)

2（2-10）

即 k=0,1,2,3,?。k为偶数时是顶点采样；k为奇数时是底点采样。

f1由三角波频率f1与正弦波频率f之比为载波比N，则有:N?1?

fTtf（2-11）

将（2-10）代入（2-9）得

T?k ?t1?2?ft1?2?ftk? ?k?0,2,4?,2N?2?

2NT?k?k?1,3,5?,2N?1? ?t2?2?ft2?2?ftk?

2N（2-12）

将（2-11）代入（2-8）得

T??k?ton?t?1?Msin? ?k?0,2,4?,2N?2?

2?N?12

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T??k???t?1?Msin? ton2?N?（2-13）

?k?1,3,5?,2N?1?

由于载波频率ft是恒定的，通过改变N的值就可以改变输出SPWM波的频率。不对称规则采样法的数学模型尽管略微复杂一些，但由于其阶梯波更接近于正弦波，所以谐波分量的幅值更小，在实际中得到更多的使用。

以上是单相SPWM波生成的数学模型，而这里我们要生成三相SPWM波，就必须使用三条正弦波和同一条三角波求交点。三条正弦波相位差120?，即:

?k??uC?sin??

N???k?2??uB?sin???

N3???k?4?? uA?sin??? （2-14）

3??N采用不对称规则采样法，则顶点采样时有：

T?????Cton?t?1?Msin?k??

2??N??T???2???B?t?1?Msin?k? ton?? ?k?0,2,4?,2N?2? 2?3???NT???4???A?t?1?Msin?k? ton（2-15） ?? ?k?0,2,4?,2N?2? 2?N3???不对称规则采样法由于在一个载波周期里采样两次正弦波数值，该采样值能更加真实的反映实际的正弦波数值，其输出电压也高于对称规则采样法。当然由于采样次数增大了一倍，使得数据处理量也大为增加，特别是当载波频率较高时，需要微处理器的运算速度非常的快。而DSP以其时钟频率可达到40MHz的优势，无疑解决了这个问题。

综上所述，本系统采用不对称规则采样法来生成SPWM。 2.4 SPWM控制方式分析

以单相全桥逆变电路（图2-9）为例，对SPWM控制方式进行分析研究。

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图2-9 单相全桥逆变电路

图2-9是采用IGBT作为开关器件的单相桥式电压型逆变电路。设负载为阻感负载，工作时V1和V2的通断状态互补，V3和V4的通断状态也互补。具体的控制规律如下：在输出电压Uo的正半周，让V1保持通态，V2保持断态，V3和V4交替通断。由于负载电流比电压滞后，因此在电压正半周，电流有一段区间为正，一段区间为负。在负载电流为正的区间，V1和V4导通时，负载电压Uo等于直流电压Ud；V4关断时，负载电流通过V1和VD3续流，Uo=0。在负载电流为负的区间，仍为V1和V4导通时，因i0为负，故i0实际上从VD1和VD4流过，仍有Uo=Ud；V4关断，V3开通后，i0从V3和VD1续流，Uo=0。这样，Uo总可以得到Ud和零两种电平。同样，在Uo的负半周，让V2保持通态，V1保持断态，V3和V4交替通断，负载电压Uo可以得到-Ud和0两种电平。

2.4.1单极性SPWM控制方式

所谓单极性SPWM控制是指逆变器的输出脉冲具有单极性特征。即当输出正半周时，输出脉冲全为正极性脉冲；而当输出负半周时，输出脉冲全为负极性脉冲。因此，必须采用使三角载波极性与正弦调制波极性相同的所谓单极性三角载波调制。

单极性SPWM控制方式指在和

的交点时刻控制开关器件的通断。单极

>

时，VT4导

<时，

性SPWM控制方式波形如图2-10所示。

在处于正半周期间，VT1保持导通，VT2保持关断。当通，VT3关断，Uo=Ud；当

反之，在

<

时，VT4关断，VT3导通，Uo=0。 >

时，VT3关断，VT4导通，Uo=0。

处于负半周期间，VT1保持关断，VT2保持导通。当

VT3导通，VT4关断，Uo=-Ud;当生变得较为复杂，因而很少采用。

单极性SPWM控制由于采用了单极性三角载波调制，从而使控制信号的发

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图2-10单极性SPWM控制方式波形

2.4.2双极性SPWM控制方式

所谓双极性SPWM控制是指逆变器的输出脉冲具有双极性的特征。即无论输出正、负半周，输出脉冲全为正、负极性跳变的双极性脉冲。当采用基于三角载波调制的双极性SPWM控制时，只需要采用正、负对称的双极性三角载波即可。

当正弦调制波信号瞬时值大于三角载波信号瞬时值时，比较器的输出极性为正，VT1、VT4导通有效，而VT2、VT3关断有效，即VT1、VT4导通或VD1、VD4续流导通；同时，VT2(VD2)、VT3(VD3)关断，此时，逆变器输出为正极性的SPWM电压脉冲。同理，当正弦调制波信号瞬时值小于三角载波信号瞬时值时，比较器的输出极性为负,VT2、VT3导通有效，而VT1、VT4关断有效，即VT2、VT3导通或VD2、VD3续流导通；同时，VT2(VD2)、VT3(VD3)关断，此时，逆变器输出为负极性的SPWM电压脉冲。双极性SPWM控制的调制及逆变器的输出波形如图2-11所示。

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图2-11双极性SPWM控制方式波形

2.4.3单极性和双极性调制比较

单极性调制SPWM与双极性调制SPWM相比，载波为全三角波的单极性调制SPWM波形的优点是开关频率是载波频率的两倍似极性则相等，即有倍频的作用，易于滤波，并且每次开关管开通或关断时，电压跳动幅度减小为双极性调制SPWM的一半。另外，对于m=2的情况，对同样的调制深度M，单极性调制SPWM波的谐波幅值明显比双极性调制SPWM波幅值小。因此，单极性调制SPWM波能更好的消除谐波。综上所述，本系统采用的是以不对称规则采样法为基础实现的单极性SPWM控制。 2.5使用DSP实现SPWM波

2.5.1 DSP的事件（EV）管理器模块介绍

传统的产生SPWM波形的方法能够用于逆变器中实现幅度和频率可调的正弦波电压。当负载为线性时效果还好。但是当该逆变器带非线性负载时，电压将发生畸变，谐波增加，严重影响负载的正常工作。DSP是一款高性能的数字处理芯片，它不仅运算速度快，还有专门用于实现PWM的片内外设。通过应用DSP我们可以方便的实现频率很高的SPWM控制信号，从而减小滤波器的尺寸。而且DSP完全有可能用于逆变器中实现输出电压进行逐点的控制。本文采用美国德州仪器公司(TI)新近推出的一种TMS320LF2407A数字信号处理器，作为逆变电源中的核心控制部分进行研究。以实现所研制的逆变装置能输出标准的正弦交流电。

TMS320LF2407A包括两个事件管理模块EVA和EVB，每个事件管理器模块

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包括通用定时（GP）、比较单元、捕获单元以及正交编码脉冲电路。EVA和EVB的定时器、比较单元以及捕获单元的功能都相同，只是定时器和单元的名称不同。事件管理模块EVA和EVB有相同的外设寄存器，不同的程序起止地址。如表2-1所示，为事件管理模块EVA/EVB及其信号名称。

表2-1事件管理模块EVA/EVB及其信号名称 事件管理模块 GP定时器 Timer1 Timer2 比较单元 捕获单元 正交编码 脉冲电路 (Q EP) 外部输入 Compare 1 Compare 2 Compare 3 Capture 1 Capture 2 Capture 3 OEP 1 QEP 2 计数方向 外部时钟 TlPWM/TlCMP T2PWM/T2CMP PWM1/2 PWM3/4 PWM5/6 CAP 1 CAP 2 CAP 3 QEP 1 QEP 2 TDIRA TCLKINA Timer 3 Timer 4 Compare 4 Compare 5 Compare 6 Capture 4 Capture 5 Capture 6 QEP 3 QEP 4 计数方向 外部时钟 T3PWM/T3CMP T4PWM/T4CMP PWM7/8 PWM9/l0 PWM11/12 CAP 4 CAP 5 CAP 6 QEP 3 QEP 4 TDIRB. TCLKINB EVA模块 信号 EVB模块 信号 资料来源：汪安民，张松灿，常春藤[M].北京：人民邮电出版社，2008.4(DSP技术实用丛书)

EV模块是形成SPWM波形的关键，本文采用的是EVB产生SPWM波形信号。针对本系统，就EV中几个重要组成部分进行说明。定时器是事件管理器的核心模块。TMS320LF2407A的定时器有如下功能:作为常规的定时/计数器使用；用于在TXPWM引脚上输出频率和脉宽可调的PWM波；与捕捉模块结合测量CAPx引脚上的脉宽；定时器3与比较模块配合产生死区可调的6个PWM控制信号:启动AD转换。它的工作方式有4种:停止/保持模式、连续增计数模式、定向增/减计数模式、连续增/减计数模式。采用连续增/减计数方式工作时，产生对称的SPWM波，其工作过程如下:计数器的值由初值开始向上增计数，当到达寄存器T3PR值时，开始递减计数，直至计数器的值为零时(进入中断服务程序)又重新向上增计数，如此循环往复。在计数器计数的过程中，计数器的值都与比较寄存器CMPRx(x=4,5,6)的值作比较，当计数器的值与其相对应的比较寄存器的值相等发生匹配，则对应的该相方波输出发生电平翻转。在每个载波周期内，输出的方波将发生两次电平翻转。只要在每个三角波载波周期根据在线计算改写比较寄存器CMPRx的值，就可实时地改变脉冲的占空比，得到完整周期的SPWM脉冲。对每个脉冲相对于载波周期的占空比的计算是在定时器3的下溢中断服务子程序中

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完成的。

每个事件管理模块有两个通用可编程定时器（GP）。定时器x（x=1,2对EVA；x=3,4,对EVB）包括：一个16位的定时器增/减的计算器TXCNT，可读写；一个16位的定时器比较寄存器TXCMPR，可读写；一个16位的定时器周期寄存器

TXPR，可读写；一个16位的定时器控制寄存器TXCON，可读写；可选择的内部或外部输入时钟；用于内部或外部时钟输入的可编程的预定标器；控制和中段逻辑的用于4个可屏蔽的中断—下溢、溢出、定时器比较和周期中断可选择方向的输入引脚TDIRX。

通用定时器的输入有：内部CPU时钟、外部时钟TCLKINA/B，最大频率是CPU时钟的1/4、方向输入TDIRA/B，控制通用定时器增/减计数、复位。

通用定时器的输出：通用定时器比较输出TXCMP、至ADC模块的模数转化启动信号、比较逻辑和比较单元的下溢、上溢、比较匹配和周期匹配信号、技术方向指示位。

1.比较单元

时间管理器（EVA）模块中有3个全比较单元（比较单元1，2和3），每个模块的比较单元包括：3个16位的比较寄存器，他们各带一个可读/写的影子寄存器；一个可读/写的比较控制寄存器（COMCONA对于EVA模块，COMCONB对于EVB模块）；一个16位的比较方式控制寄存器；6个比较PWM（三态）输出引脚；控制和中断逻辑。其结构如图2-12所示。

TzCNT GPTz 计数器ACTR全比较有效控制寄存器比较逻辑CMPRx全比较寄存器PWM电路输出逻辑

图2-12比较单元结构框图

比较输入包括：控制寄存器的控制信号、通用定时器1和3及他们的下溢和周期匹配信号、复位信号。比较操作模式有比较寄存器（COMCONx）决定，通用定时器1的计数器不断与比较寄存器的值进行比较，当发生匹配时，比较单元的两个输出将根据方式控制寄存器（ACTRA）中的位进行跳变。ACTRA寄存器中的位可以分别确定在比较匹配是每个输出为高有效触发（如果没有强制高与低）。当通用定时器1的计数器和比较单元的比较寄存器之间发生匹配且比较使

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能时，比较单元的比较中断寄存器将被置位。如果中断不屏蔽，则产生外设中断请求信号。输出跳变的时序、中断标志位的设置和中断请求的产生都与通用定时器的比较操作相同。俗呼出逻辑、死区单元和空间矢量PWM单元可改变比较单元在比较模式下的输出。

2.脉宽调制电路

每个事件管理模块可同时产生多达8路的PWM波形输出，有3个带壳变成控制的比较单元产生独立的3对（即6个输出），以及由GP定时器比较产生的2个独立的PWM输出。

PWM的特性如下： （1）16位寄存器； （2）有从0到16

的可编程死区发生器控制PWM输出对；

（3）最小的死区宽度为1个CPU时钟周期；

（4）对PWM频率的变动可根据需要改变PWM的载波频率；

（5）在每个PWM周期内以及之后可根据需要改变PWM脉冲的宽度； （6）外部可屏蔽的功率驱动保护中断；

（7）脉冲形式发生器电路，用于可编程的对称、非对称以及4个空间矢量PWM波形产生；自动重装载的比较和周期寄存器使CPU的负担最小。

对于每个EV模块，与比较单元相关的PWM电路使带有可编程死区和输出极性控制的6路PWM输出的产生成为可能。PWM波形产生的原理如图2-13所示，包括非对称波形发生器、可编程的死区单元(DBU)、输出逻辑、空间矢量PWM状态机。

采用LF2407的事件管理器，使用其中的脉宽调制电路来产生正弦SPWM波形。利用LF2407的事件管理器EVB产生3对(6个)PWM波，这些PWM波的输出为一组连续的幅值相等而宽度不等的矩形波，再通过相同的LC低通滤波器(也可以是RC低通滤波器)平滑滤波后，在输出端产生一个正弦波形。

通过以上分析知:软件设定不一样的CMPRx的时间值就可以得到不同宽度的脉冲，从而得到SPWM波形，CMPRx的装载条件是周期匹配或计数器下溢匹配。

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COMCONA[11-13] COMCONA[9]同步/异步波形发生器比较匹配GPT1 标志SVPWM 状态机COMCONA[12]MUXPHx=1,2,3死区单元DTPHxDTPHx_输出逻辑PWM1PWM2DBTCONA死区定时器控制寄存器ACTRA全比较有效控制寄存器ACTRA[12-15]

图2-13 PWM电路结构框图

2.5.2 DSP中断及中断向量

TMS320LF240x系列DSP有丰富的中断资源，其内核提供一个不可屏蔽的中断NMI和6个按优先级获得服务的可屏蔽中断INT1至INT6，采用集中化的中断扩展设计来满足大量的外设中断需求,即这6个中断级的每一个都可被很多外设中断请求共享。

DSP通过中断请求系统中的一个两级中断来扩展系统可响应的中断个数。因此，DSP的中断请求/应答硬件逻辑和中断服务程序软件都是一个两级的层次。

在底层中断，从几个外设来的外设中断请求（PIRQ）在中断控制器处相或产生一个到CPU的中断请求。在外设配置寄存器中，对每一个产生外设中断请求的事件都有中断使能位和中断标志位。如果一个引起中断的外设事件发生且相应的中断使能位被置1，则会产生一个从外设到中断控制器的中断请求，这个中断请求反映了外设中断标志位的状态和中断使能位的状态，当中断标志位被清0时，中断请求也被清0。

在高层中断，被或的多个外设中断请求产生一个到CPU的中断（INTn）请求，到LF240x的中断请求信号是2个CPU时钟脉冲宽的低电平脉冲。CPU总是响应优先级高的外设中断请求。在CPU内核，这些中断标志在CPU响应中断时自动清0。

当CPU接受中断请求时，为了区别这些引起中断的外设事件，在每个外设中断请求有效时都会产生一个唯一的外设中断向量，这个外设中断向量被装载到外设中断向量寄存器（PIVR）里面。CPU应答外设中断时，从PIVR寄存器中读取相应中断的向量，并产生一个转到该中断服务子程序入口的向量。

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实际上DSP中断有两个向量表，CPU的向量表用来得到响应CPU中断请求的一级中断服务子程序（GISR）。外设向量表用来得到响应某一特定外设中断服务子程序(SISR)。GISR中的程序代码应该读出PIVR中的值，在保存必要的上下文之后，用PIVR中的值来产生一个转移到SISR的向量。 2.5.3 DSP控制三相SPWM波形产生原理分析

三相SPWM控制波装载示意图如图2-14所示，图中CMPR4、CMPR5、CMPR6分别对应于U、V、W三相。一个装载周期内，一次就必须装载此采样点各相对应的正弦值:CMPR4、CMPR5、CMPR6。通过这些值，可计算出各相的开关时间。

图2-14三相SPWM控制波装载示意图

由于三相逆变器中要求三相输出电压对称，因此在一个装载周期里面要装载的值必须要有120°的相位差。由于相位差120°相当于一周的1/3，因此必须取载波比N为3的整数倍。具体体现为值的差异，对于同一个采样点k,幅值为1的各相电压采样值为：

?k??UU?sin??

?N??k?2??UV?sin???

N3???k?2?? UW?sin???(k=1,2,3?,n) （2-16）

3??N?、ton表达式为: 由此，可得U、V、W三相的toff、ton和toff当k为偶数时，即顶点采样时，U相有:

T??k?tUoff?s?1?Msin?

2?N?21

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T??k?U ton ?s?1?Msin? （2-17）

2?N?当k为奇数时，即底点采样时，U相有:

T??k?tUon?s?1?Msin?

2?N?T??k?U toff（2-18） ?s?1?Msin?

2?N?同样，可求得其他两相的toff、ton值，由此可求出U、V、W三相的脉冲宽度。

由于采样周期Ts为三角载波周期的1/2，所以有如下关系成立:

1 （2-19) TS?2Nf调制度M与指令频率f之间有确定的关系，可由所要求的U/f曲线来确定。预先算出制成表格，存放于ROM中，以便查找。同样，可预先根据N值计算出幅值

?为1的正弦函数sin(k?)对应于各个k点的取值，并把计算结果制成基准正弦函

N数表，存于EPROM中以便查找。

由于选择的是不对称规则采样法SPWM控制，因此可把三角波的半个载波周期，也就是一个采样周期，作为中断周期，所有的计算和处理都在中断服务程序里实现。输出频率和输出电压对频率指令值的响应时间是一个中断周期，N值越大，响应时间越短。因此，这种控制方法在一定程度上可认为是实时控制。

具体实现步骤如下:

首先，根据式(2-18)，确定采样周期，即中断周期。可把某一频率指令值对应的中断周期预先计算好，并制成表格，以便在线查找。

接着，根据N值，预先计算好采样点的单位正弦值，按顺序制成表格。同时，根据负载U/f曲线，确定频率f与调制比M之间的关系，将M值按f递增的顺序制成表格。

最后，根据频率指令值f，查表得相应采样周期Ts和调制比M值，并把Ts值存入寄存器T3PR，作为中断定时周期。同时，通过M的改变，可在中断服务中完成CMPR值的在线计算和改写。

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3.基于DSP系统的硬件设计与研究

3.1三相逆变电源主电路结构的比较分析

随着电力电子技术的高速发展和各个行业对电气设备控制性能要求的提高，逆变技术在许多领域应用越来越广泛，作为逆变的一种重要形式，三相逆变器广泛应用于用电量大或三相四线制供电负载场合，其电路拓扑主要有三相全桥式、三相半桥式、三相四桥臀式和组合式等结构。

三相全桥逆变器具有电路拓扑结构简单，所用功率器件少，功率开关电压应力低等优点，但为了提高带不平衡负载的能力，必须在其输出端增加中点形成变压器，从而在一定程度上增加了逆变器的体积和重量。

三相半桥逆变器虽然也有上述优点，但其输入直流电源电压利用率较低，而且相同输出电压时功率开关的电压应力较大。为了获得强的带不平衡负载的能力，两个串联的电解电容必须足够大，从而使逆变器体积和重量增加。

三相四桥臂逆变器虽然带不平衡负载的能力较强，但其电路拓扑较复杂、所用功率器件数较多、控制也复杂。

组合式三相逆变器由3个单相逆变器星形联接构成，能同时实现单相和三相四线制供电。由于每相可分别独立控制，易实现模块化结构、在线热更换、模块冗余技术，因此系统的可靠性高，具有极强的带不平衡负载能力，但是这种电路结构的元器件数多、成本高。

基于以上的比较分析，从经济角度出发，本系统的主电路拓扑采用全桥电路。

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3.2基于DSP系统的逆变电源硬件结构设计 3.2.1硬件结构图

主电路滤波电路UIPMVW~220V整流器滤波电路负载电源驱动电路DSP控制电路图3-1硬件结构框图

基于DSP控制系统的硬件结构框图如图3-1所示。如图所示，主电路采用交一直一交电压型变频装置，它主要由整流电路、滤波电路、逆变器三部分组成。整流电路利用二极管三相桥式不控整流模块将三相交流电整流成直流电。滤波电路采用电容滤波，将整流输出的脉动电压转化为平直的直流电压，同时直流母线中串有一个带延时继电器的大电阻，防止电路启动瞬间充电电流过大。逆变电路采用三菱公司的IPM模块构成三相桥式逆变器。

驱动电路输入信号来自DSP，通过高速光耦HCPL—4504进行信号隔离后，产生满足IPM可靠工作的驱动信号，送入IPM。

控制电路由DSP构成，产生SPWM信号作为驱动电路的输入信号，同时接收逆变器的因为故障产生的输入信号，使DSP产生中断，可靠的停止逆变器的工作。

电源电路主要是由TPS7333构成为DSP提供+3.3V电源。IPM所需的+15V电源由三菱公司专门配置的M57120L和M57140-01配合产生。 3.2.2整流、滤波电路的设计

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R1ABCC2C1图3-2 整流滤波电路

(1)整流电路

本逆变电源设计中的整流部分采用三相不可控整流电路，如图3-2所示。输入为频率50Hz、相电压为220V的三相交流电，其输出的直流电压最大值为

。随着负载的加重Ud在2.34U～2.45U之间。

本文设计的电源的额定输出功率，考虑到滤波器的损耗以及功率开关管的开关损耗，设效率为η=80%，则有P=1000/0.8=1250W。工作时，考虑到电压会下降，设下降值约为10%，则有：

(3-1)

电流定额：电压耐量：其中

(3-2) (3-3)

分别为电流、电压安全余量系数。考虑到输入电压的波动及降

额使用，本电源选择了6A、1000V的整流二极管。规格参数如下表3-1所示。

表3-1 HER608参数表

产品名 零件号 最大反向工作电压Vr（V） 最大平均正向电流（A） 最大正向浪涌电流Ifsm（A） 最大反向电流Ir（μA） 最大反向恢复时间（ns） 高效整流二极管 HER608 1000 6 200 10 75 资料来源：陈国星.PWM变频调速及软开关电力变换技术[M].北京:机械工业出版社，2002.

(2)滤波电容选取方法

设逆变电路输入功率为P,电容上平均电压为Ud,则等效的滤波电路负载电

2/P。阻为RL?Ud整流后电压脉动频率为f(三相全桥整流f=300Hz),周期T=1/f,

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则滤波电解电容的电容量为:C=(3～5)T/R。本系统中选用NICHICON耐压为450V,1500?F电解电容,两个电容串联以提高耐压, 防止开机和停机瞬间冲击电压过大而损坏电容。图中电阻是为工作时平衡电容电压、开机和停机时减小冲击电压和停机后消耗电容储存电荷而设置的,一般取电阻为50k?,5～10W。 3.2.3输出滤波电路的设计

LC 图3-3 LC滤波电路

采用SPWM控制的逆变电路,输出的SPWM波中含有大量的高频谐波,加上防止上下桥臂直通而设置的死区、晶体管开关时间和功率器件参数差异等因素,输出电压中也含有一定的低次谐波,为了保证输出波形谐波满足要求,必须采用输出滤波器。设计的滤波器如图3-3所示,图中感抗XL??L?2?fL,其随频率的升高而增大；容抗Xc?1/(?C)?1/(2?fC),其随频率的升高而减小。?L?1/(?C)所对应的频率为截止频率fc，fc?1/(2?LC)。设逆变器输出电压的基波频率为f0,最低次谐波频率为fk，则f0?fc??fk,所以当?L??1/?C时,电感对基波信号的阻抗很小,电容对基波的分流很小,即滤波器允许基波信号通过,而

?L??1/?C时,电感对谐波信号阻抗很大,电容对谐波信号的分流很大,即滤波

器不允许谐波信号通过负载。该滤波器可以满足滤波要求。一般取滤波器的截止频率fc?(3~5)f0,为了避免对某次谐波过度放大,取

(3-4)

对电感L和电容C的取值按以下方法:根据逆变器的输出功率和输出电压求

2/PN?2202/1000?48.4?,滤波器的标称特性阻抗得负载阻抗RL?U0R=(0.5～0.8)RL,取R?0.65RL?0.65?48.4?31.2?,则

(3-5)

(3-6)

实际电路中,取L=2.78mH,C?2.86?F。

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3.3智能功率模块IPM的设计 3.3.1 智能功率模块IPM的介绍

智能功率模块IPM（Intelligent Power Module）不仅把功率开关器件和驱动电路集成在一起，而且还内藏有过电压，过电流和过热等故障检测电路，并可将检测信号送到CPU或DSP作中断处理，它由高速低功耗的管芯和优化的门级驱动电路以及快速保护电路构成。即使发生负载事故或使用不当，也可以使IPM自身不受损坏，IPM一般使用IGBT作为功率开关器件，并内藏电流传感器及驱动电路的集成结构，三菱IPM以其高可靠性，使用方便赢得越来越大的市场，因此本文采用三菱公司的IPM。

IPM的功能框图如图3-4所示。IPM内置驱动和保护电路，隔离接口电路需用户自己设计。

IPM智能模块门极控制+15V电源控制信号地+5V电源F0门极驱动欠压保护过流,过热保护短路保护电流检测温度检测 图3-4 IPM功能框图

（1）开关速度快。IPM内的IGBT芯片都选用高速型，而且驱动电路紧靠IGBT芯片，驱动延时小，所以开关速度快，损耗小。

（2）低功耗。IPM内部的IGBT导通压降低，开关速度快，故IPM功耗小。 （3）快速的过流保护。IPM实时检测IGBT电流，当发生严重过载或直接短路时，IGBT将被软关断，同时送出一个故障信号。

（4）过热保护。将靠近IGBT的绝缘基板上安装一个温度传感器，当基板过热时，IPM内部控制电路将截止栅极驱动，不响应输入输入控制信号。

（5）桥臂对管互锁。在串联的桥臂上，上下桥臂的驱动信号互锁。有效防止上下桥臂同时导通。

（6）抗干扰能力强。优化的门级驱动与IGBT集成，布局合理，无外部驱动线。

（7）驱动电源欠压保护。当低于驱动电源（一般为15V）就会造成驱动能力不足，增加导通损坏，IPM自动检测驱动电路，当低于一定值超过10

27

时，将

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截止驱动信号。

（8）IPM内藏相关的外围电路。缩短研发周期，加快产品上市。 （9）无须采取防静电措施。

（10）大大减少了元件的数目，体积相应小。

在智能USP系统中，逆变器的设计是关键，为满足系统的智能化和IGBT的高开关频率的要求，CPU芯片采用TMS320LF2407A。该芯片有两组共12路PWM输出引脚。它们能直接产生PWM波形，用以控制IGBT的通断。 3.3.2 IPM模块的选择

IPM的特点是集功率变换、驱动与保护电路于一体，但是在实际的使用过程中，仅仅依靠其内部集成的驱动装置是不够的，输入控制信号与驱动输出之间必须有良好的电气隔离，驱动输出直接连接IPM模块，与强电相连。控制信号一般由单片机或DSP输出，为了避免强电对其干扰，两者之间必须进行电气隔离。而且此隔离电路必须放大SPWM控制信号的驱动能力，同时还要保证转换速度和转换精度。为此，在驱动电路设计中选用了高速光耦HCPL4504接收并转换SPWM信号，配合使用PC817接收并转换IPM的F0故障输出信号，F0输出低电平有效，所以直接将四路F0接入DSP的PDPINT中断接口，当故障信号发生时，DSP将中断SPWM控制波的生成。

另外，IPM对驱动电路输出电压的要求很严格,具体为：驱动电压范围为15V±10%,电压低于13.5V将发生欠压保护，电压高于16.5V将可能损坏内部部件；驱动电压相互隔离，以避免地线噪声干扰；驱动电源绝缘电压至少是IPM极间反向耐压值的两倍；驱动电路输出端滤波电容不能太大，这是因为当寄生电容超过100pF时，噪声干扰将可能误触发内部驱动电路。

逆变电源系统额定输出参数为：电压U0=220V，功率P0=1000W，频率fo=400Hz，效率η为80％。则逆变器功率为

开关的峰值电流值：

（3-8）

其中，K?为过载系数，Ka为安全系数。

系统直流侧输出电压约为Ud=540V，考虑到电压和电流尖峰的影响，本文选择的是内部封装六个IGBT的三菱公司的PM10RSH120，此模块集电极和发射极的最大允许峰值电压为1200V,最大工作电流为10A，并内置有过电流、过电压、过热等故障检测电路和快速保护电路，能较好的完成设计要求，提高系统的可靠性。

本文选择了一种可以获得高质量15V电源的方案。M57140-01和M57120L

28

(3-7)

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是三菱公司专门为其IPM配置的电压转换模块。在M57120L的输入端加一路113V-400V的直流电压可以在输出端得到一路20V的直流电压，在M57140-01的输入端加一路18V~22V的直流电压，输出端可以得到4路相互隔离的15V电压。所以将M57120L与M57140-01配合使用将母线电压转换为精确的4路隔离的15V电压，方便地为IPM供电，如图3-5所示。

M57140-01M57120L12117521456+113-400V(DC)2.2μF+1501413+47μF+330μF+1512110+151090+15087123图3-5 IPM外围驱动电路

3.3.3 DSP与IPM的连接电路

IPM的特点是集功率变换、驱动与保护电路于一体，但是在实际的使用过程中，仅仅依靠其内部集成的驱动装置是不够的，输入控制信号与驱动输出之间必须有良好的电气隔离，驱动输出直接连接IPM模块，与强电相连。控制信号一般由单片机或DSP输出，为了避免强电对其干扰，两者之间必须进行电气隔离。而且此隔离电路必须放大SPWM控制信号的驱动能力，同时还要保证转换速度和转换精度。为此，在驱动电路设计中选用了高速光耦HCPL4505接收并转换SPWM信号，配合使用PC817接收并转换IPM的F0故障输出信号，F0输出低电平有效，所以直接将四路F0接入DSP的PDPINT中断接口，当故障信号发生时，DSP将中断SPWM控制波的生成。

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HCPL45045654TMS320LF2407A524744407PWM4PWM5PWM6PDPINTAPWM1PWM2PWM3VssVccPC817Vup1UpUFoVupc VccInFo单元1GND单元6Vss同上，省略图3-6 IPM和DSP的连接电路

如上所述，IPM模块将IGBT所需的外围电路都集成到了模块之内，所以它与CPU的连接非常简单。但是，CPU与IPM之间不能有直接的电气连接，推荐使用高速光耦HCPL4504作为输入信号的隔离器件，对于故障输出可用一般的光耦，如PC817或TPL521。与DSP的具体接线如图3-6所示。DSP对IPM的控制对应关系为：PWM1—单元1，PWM2—单元4，PWM3—单元2，PWM4—单元5，PWM5—单元3，PWM6—单元6。故障信号经光耦隔离后连向CPU的第7脚，该脚的下降沿将使CPU关断PWM1到PWM6所有的脉冲信号。以防止事故范围进一步扩大。其图如图3-6所示。 3.4 DSP控制电路的设计 3.4.1 DSP芯片的特点与选取

DSP(数字信号处理)利用计算机或专用处理设备，以数字形式对信号进行采集、滤波、估值、增强、压缩、识别等处理，以得到符合入们需要的信号形式。

DSP芯片也称数字信号处理芯片，是一种特别适合进行数字信号处理的微处理器，其主要应用是实现各种快速实时的数字信号处理算法。它的诞生及发展无疑对通信、计算机、控制等领域的发展起到了十分重要的作用。根据数字信号处理的要求，DSP芯片具有精度高、可靠性高、集成度高、接口方便、灵活性好、保密性好、时分复用等特点外，与一般单片机相比，具有以下特点:

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(1)一个指令周期内可完成一次乘法和一次加法。 (2)程序和数据空间分开，可以同时访问数据和程序。

(3)片内具有快速RAM，通常可以通过独立的数据总线在两块中间访问。 (4)快速的中断处理和硬件I/O支持。

(5)具有单周期内操作的多个硬件地址产生器。 (6)可以并行执行多个操作。

(7)以流水线方式操作，使取指/译码和执行等操作可以重叠执行。 由上述特点知，DSP系统无论是在性能上、成本上，还是在经济效益上，在许多场合与模拟系统比较起来，都有明显的优势。随着DSP技术，计算机与微电子技术的发展和先进工艺的不断采用，可以坚信DSP技术将获得更加广泛的应用。

在工程实践中，DSP芯片可根据以下几方面选取:

(1)速度指标:DSP速度一般用MIPS或FLOPS表示，即百万次/秒钟。根据对处理速度的要求选择适合的器件。一般选择处理速度不要过高，速度高的DSP,系统实现也较困难。

(2)精度:DSP芯片分为定点、浮点处理器，对于运算精度要求很高的处理，可选择浮点处理器。定点处理器也可完成浮点运算，但精度和速度会有影响。

(3)片内存储器：DSP通常配有容量不等的片内RAM，可用来存放程序和数据。当程序和数据都放在片内时，DSP的运行速度要高得多，而DSP厂商给出的一些速度指标都假定处理是在片内执行的，如FFT片内执行速度比片外快2～4倍。因此片内存储器越多越好。

(4)价格:价格是指DSP和必要的外围器件的总成本。

(5)应用开发周期:完善的软件开发环境和调试工具，易学易用的编程方法可以加快设计。

(6)型号延续性:应选择易购的产品型号，大的DSP厂家产品更新很快，可以对停产的旧型号提供兼容的新产品。

3.4.2以TMS320LF2407A为核心的控制电路设计

1.TMS320LF2407A芯片介绍

DSP(数字信号处理器)是70年代末，80年代初发展起来的以数字信号来处理大量信息的器件，是一种特别适合于实现各种数字信号处理运算的微处理器，其主要应用特点是实时快速地实现各种数字信号处理算法。

DSP的主要结构特点如下：

采用改进型哈佛结构，高度的操作“并行性”，支持流水线操作，片内含有专门的硬件乘法器和高性能的运算器及累加器，提高了控制器的实时控制能力。

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图3-7 TMS320LF2407A DSP控制器功能模块图

TMS320LF2407A DSP控制器功能模块图如图3-7所示。

TI公司的TMS320LF2407 DSP数字控制器将实时处理能力和控制器外设功能集于一身。系统采用定点、低功耗3.3V供电电压，高性能静态CMOS技术，30MIPS的执行速度，较短的指令周期(33ns)，片内有32K的闪存，并且闪存包含256B的扩展ROM，片内光电编程接口电路，芯片提供了一个适合不同外设的内

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存，满足各种要求的具体性能。处理器内集成有两个事件管理器(EVA/EVB)模块，可以用于功率转换系统。模块还设置有中心或边沿对称的PWM通道，可以用于逆变器的控制。内部嵌有通过EVA或EVB触发的两个10bits 8模拟输入通道或一个16模拟输入通道的A/D转换器，其最小转换时间可以低至500ns。且具有自动定序功能。片内集成有可以为所有设备提供异步通信的串行通信接口(SCI)和16位的同步串行外设(SPI)接口模块。并且还提供了一个满足2.0B标准的控制局域网(CAN)模块，64K字的I/O寻址空间。片内设有基于PLL(锁相环)的时钟发生器以及40个可以单独编程的或复用的通用I/O输出引脚。为了最大限度地提高设备的灵活性，功能管脚也为通用输入/输出(GPIO)进行配置。电源管理有三种低功耗模式，可以将外设器件自行转向低功耗工作模式。为了缩短开发时间，以JTAG兼容扫描为基础的仿真已经集成到所有的设备中去。

2.TMS320LF2407A的最小系统的设计

一般情况下，与单片机系统设计类似，TMS32OLF2407A有其最小系统，它的最小系统的设计框图，如图3-8所示:

晶振10MHZ外部程序存储器复位电路TMS320LF2407A图3-8 DSP最小系统框图

（1）时钟电路设计

本文采用封装好的晶体振荡器，将外部时钟源直接输入X2/CLKIN引脚，而将X1引脚悬空，如图3-9所示。由于这种方法简单方便，系统设计一般都采用此种方法。

+3.3V12oscillator43R133Ω124123TMS320LF2407AVCCGNDCLKOUTXTAL2XTAL1/CLKIN图3-9晶振电路

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（2）复位电路设计

TMS320LF2407A DSP芯片的引脚RS是复位信号输入端，当该引脚电平为低时使DSP芯片复位。为了提高DSP芯片构成的应用系统的稳定性，以及保障DSP芯片构成的应用系统的可靠复位，本文采用MAX708芯片进行复位。

MAX708是一种微处理器电源监控和看门狗芯片，可同时输出高电平有效和低电平有效的复位信号。复位信号可有VCC电压，手动复位输入，或由独立的比较器触发。

MAX708提供有3种复位域值电平可供选择，这3种域值分别为：2.63V,2.93V,3.08V。同时提供手动复位信号，在VCC=1V时能提供有效的RESET复位信号。

MAX708与TMS320LF2407A接口如图3-10所示。

1MR+3.3VR72VCC3GND4PFIN.C.PFOMAX708RESET87RSRESET65图3-10 MAX708与TMS320LF2407A接口图

从图中可见，通过MAX708可实现以下两种复位功能：

1）通电复位：在接上电源VCC使MAX708通电时，电源VCC从0-3.3V，这时有一个过渡过程。在过渡过程中的一部分时间中，存在VCC＜3.12V的情况，则上电比较器就会输出低电平送到复位发生器中，从而产生200ms的复位脉冲输出。

2）手动复位：在MR端接一个按键，接键另一端接地，则接键按下时，会产生一个低电平脉冲送到复位发生器中，从而产生200ms复位脉冲输出。

（3）存储器接口电路

存储器接口电路的设计:主要考虑存储器速度，以确定需插入几个等待状态。所以要根据存储器接口的读写时序进行设计，否则就可能造成时序无法匹配，而使系统不稳或根本无法工作。系统的外部存储器有两种工作方式:一种是零等待周期工作方式，另一种是插入等待周期工作方式。零等待工作模式是当存储器的

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