某钢厂可逆冷轧机主传动晶闸管直流调速系统设计

1绪论

1.1课题的背景、目的及意义

电机自动控制系统广泛应用于机械，钢铁，矿山，冶金，化工，石油，纺织，等行业。这些行业中绝大部分生产机械都采用电动机做原动机。有效地控制电机，提高其运行性能，对国民经济具有十分重要的现实意义。

在20世纪90年代大约50年的时间里，直流电动机几乎是唯一的一种能实现高性能拖动控制的电动机，直流电动机的定子磁场和转子磁场互相独立并且正交，为控制提供了便捷的方式，使得电动机具有优良的启动，制动和调速性能。尽管近年来直流电动机不断受到交流电动机及其他电动机的挑战，但至今直流电动机仍然是大多数变速运动控制和闭环位置伺候控制首选。因为它具有良好的线性特征，优异的控制性能，高效率等优点。直流调速仍然是目前最可靠，精度最高的调速方法。

本次设计的主要任务就是应用自动控制理论和工程设计的方法对直流调速系统进行设计和控制，设计出能够达到性能指标要求的电力拖动系统的调节器。

1.2本课题国内、外研究应用情况

近30年来，电力拖动系统得到了迅速的发展，但技术革新是永无止尽的，为了进一步提高电动机自动控制系统的性能，有关研究工作正围绕以下几个方面展开： （1）采用新型电力电子器件

电力电子器件的不断进步，为电机控制系统的完善提供了物质保证，新的电力电子器件正向高压，大功率，高频化和智能化方向发展。智能功率模块的广泛应用，使得新型电动机自动控制系统的体积更小，可靠性更高。

传统直流电动机的整流装置采用晶闸管，虽然在经济性和可靠性上都有一定优势，但其控制复杂，对散热要求也较高。电力电子器件的发展，使称为第二代电力电子器件之一的大功率晶体管得到了越来越广泛的应用。

（2）应用现代控制理论

在过去，人们感到自动控制理论的研究发展很快，但是在采用方面却不尽人意。但近年来，现代控制理论在电动机控制系统的应用研究方面却出现了蓬勃发展的兴旺景象，这

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主要归功于两个方面原因：第一是高性能处理器的应用；第二是在辨识，参数估值以及控制算法性能方面的理论和方法的成熟，使得应用现代控制理论能够取得更好的控制效果。

1.3 本课题采用的技术及应用方案

根据本课题的实际情况，宜从以下两个方面入手分析： （1）直流双闭环调速系统的工作原理及数学模型； （2）双闭环直流调速的工程设计。

本课题所涉及的调速方案本质上是改变电枢电压调速，该调速方法可以实现大范围平滑调速，是目前直流调速系统采用的主要调速方案。但电机的开环运行性能远远不能满足要求。按反馈控制原理组成转速闭环系统是减小或消除静态转速降落的有效途径。转速反馈闭环是调速系统的基本反馈形式。要实现高精度和高动态性能的控制，不仅要控制速度，同时还要控制速度的变化率也就是加速度。由电动机的运动方程可知加速度与电动机的转矩成正比关系，而转矩又与电动机的电流成正比。因而同时对速度和电流进行控制，称为实现高动态性能电机控制系统所必须完成的工作。因而也就有了转速、电流双闭环的控制结构。

关于工程设计：直流电机调速系统是一个高阶系统，其设计非常复杂。本设计利用阶次优化的原理对系统的工程设计方法进行了分析。

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2 调速方案的总体选择及论证

以下介绍在直流调速系统中比较常用的开环控制、转速负反馈控制、转速、电流双闭环控制等控制方法。

2.1直流调速的一般原理

理想化直流电动机，直流电动机转速方程可表示为：

n?U?IR Ke?式中n——转速（r/min） U——电枢电压（V） I——电枢电流（A） R——电枢回路总电阻（?） ?——励磁磁通（Wb）

Ke——由电机结构决定的电动势常数

在上式中，Ke是常数，电流I是由负载决定的，因此调节电动机的转速可以有三种方法：调节电枢供电电压；减弱励磁磁通；改变电枢回路电阻。对于要求在一定范围内无级平滑调速的系统来说，以调节电枢供电电压的方式为最好，改变电阻只能实现有级调速，减弱磁通虽然能够平滑调速，但是调速范围不大，往往只是配合调压方案，在基速以上小范围的弱磁升速。因此，自动控制的直流调速系统往往以变压调速为主。

2.2 开环直流调速系统

图2-1中VT是晶闸管可控整流器，通过调节触发装置GT的控制电压来移动触发脉冲的相位，即可改变整流电压，从而实现平滑调速。

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图2-1晶闸管——电动机调速系统(V——M系统)原理图

锯齿波同步移相触发电路将在第3章介绍，其整流原理为三相桥式全控整流，通过改变触发角从而改变整流电压以进行调速，基本原理见下图2-2所示。

图2-2三相桥式全控整流电路

开环直流调速系统控制电路简单，有利于在实验室实现，并且能实现一定范围内的无级调速，如果负载的生产工艺对运行时的静差率要求不高，这样的开环调速系统是可以满住要求的。

然而，开环直流调速系统没有控制结果的反馈，控制精度不高，在需要调速的生产机械对静差率有一定的要求的场合往往不能满住要求。例如龙门刨床，由于毛坯表面粗糙不平，加工时负载大小常有波动，但是为了保证工件的加工精度和加工后的表面洁净度，加工过程中的速度却必须基本稳定，也就是说，静差率不能太大，这时就不能使用开环直流调速系统了。

2.3转速负反馈直流调速系统

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为了提高直流调速系统的动静态性能指标，通常采用闭环控制系统(包括单闭环系统和多闭环系统)。对调速指标要求不高的场合，采用单闭环系统，而对调速指标较高的则采用多闭环系统。按反馈的方式不同可分为转速反馈，电流反馈，电压反馈等。在单闭环系统中，转速单闭环使用较多。

转速单闭环系统原理图和转速单闭环系统结构框图如图2-3和2-4所示。

图 2-3转速单闭环系统原理图

图2-4转速单闭环系统结构框图

可见转速单闭环系统实际上是开环直流调速系统的“闭环化”。转速单闭环系统将反映转速变化的电压信号作为反馈信号，经检测转化与给定信号相比较并经放大后，得到移相控制电压，用作控制整流桥的“触发电路”，触发脉冲经功放后加到晶闸管的门极和阴极之间，以改变“三相全控整流”的输出电压，这就构成了速度负反馈闭环系统。电机的转速随给定电压变化，电机最高转速由速度调节器的输出限幅所决定，速度调节器采用P调节对阶跃输入有稳态误差，要想消除上述误差，则需将调节器换成PI(比例积分)调节。这时当“给定”恒定时，闭环系统对速度变化起到了抑制作用，当电机负载或电源电压波动时，电机的转速能稳定在一定的范围内变化。

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与开环系统相比，转速单闭环直流调速系统性能更为稳定。转速负反馈闭环直流调速系统的静特性方程式：

n=Kp*Ks*U1/Ce(1+K)-Id*R/Ce(1+K)

式中：Kp—放大器的电压放大系数 Ks—电力电子变换器的电压放大系数

α—转速反馈系数 U1—给定电压

设K= Kp* Ks*α/ Ce

闭环系统的转速降：

ΔNcl=R*Id/(Ce(1+K))

闭环系统的静差率：

Scl=ΔNcl/Nn

调速范围：

Dcl=Nn*s/( ΔNcl*(1-s))

可见经过适当调节Kp、Ks，可以使系统的特性更硬，调速范围更宽。

2.4 带电流截止负反馈的直流调速系统

直流电动机全电压起动时，如果没有限流措施，会产生很大的冲击电流，这不仅对电动机换向不利，对过载能力低的电力电子器件来说，更是不能允许的。采用转速负反馈的闭环调速系统突然加上给定电压时，由于惯性，转速不可能立即建立起来，反馈电压仍为零。这时，由于放大器和变换器的惯性都很小，电枢电压一下子就达到它的最高值，对电动机来说，相当于全压起动，当然是不允许的。

另外，有些生产机械的电动机可能会遇到堵转的情况，例如，由于故障使机械轴被卡住，或挖土机运行时碰到坚硬的石块等等。由于闭环系统的静特性很硬，若无限流环节，硬干下去，电流将远远超过允许值。如果只依靠过流继电器或熔断器保护，一过载就跳闸，也会给正常工作带来不便。

为了解决反馈闭环调速系统起动和堵转时电流过大的问题，引入电流截止负反馈，简称截流反馈，保持电流基本不变，使它不超过允许值。带电流截止负反馈的闭环直流调速系统的稳态结构框图如图2-5所示。

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图2-5带电流截止负反馈的闭环直流调速系统的稳态结构框图

这种电流负反馈作用只应在起动和堵转时存在，在正常运行时又得取消，让电流自由地随着负载增减。它的静特性分为两段：当Id?Idcr时，电流截止负反馈环节不起作 用，静特性与只有转速负反馈系统的相同；当Id?Idcr后，引入了电流截止负反馈，静特性变为：

KpKs(Un*?Ucom)(R?KpKsRs)IdRId n??(RsId?Ucom)???Ce(1?K)Ce(1?K)Ce(1?K)Ce(1?K)Ce(1?K)KpKsKpKsUn*2.5 双闭环直流调速系统

采用转速负反馈和PI调节器的单闭环直流调速系统可以在保证系统稳定的前提下实现转速无静差。但是，如果对系统的动态性能要求较高，例如龙门刨床、可逆轧钢机等要求快速起制动，突加负载动态速降小的场合，尽量缩短起、制动过程的时间是提高生产率的重要因素。这时单闭环系统就难以满足需要。这主要是因为单闭环系统不能随心所欲地控制电流和转矩的动态过程。于是产生了通过转速、电流双闭环来控制电流和转矩的双闭环控制直流调速系统。

在单闭环直流调速系统中，电流截止负反馈环节是专门用来控制电流的，但它只能在超过临界电流值以后，靠强烈的负反馈作用限制电流的冲击，并不能很理想地控制电流的动态波形。带电流截止负反馈的单闭环直流调速系统起动电流和转速波形如图2-6所示。

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图2-6单闭环直流调速系统起动电流和转速波形图

起动电流突破Idcr以后，受电流负反馈的作用，电流只能再升高一点，经过某一最大值Idm后，就降低下来，电机的电磁转矩也随之减小，因而加速过程必然拖长。

为此，在电机最大允许电流和转矩受限制的条件下，应该充分利用电机的过载能力，最好是在过渡过程中始终保持电流转矩为允许的最大值，使电力拖动系统以最大的加速度起动，到达稳态转速时，立即让电流降下来，使转矩马上与负载相平衡，从而转入稳态运行，这样的理想起动过程波形示如图2-7所示。

图2-7系统理想起动过程波形

这时，起动电流呈方形波，转速按线性增长。这是在最大电流转矩受限制时调速系统所能获得的最快的起动过程。

为了实现转速和电流两种负反馈分别起作用，可在系统中设置两个调节器，分别调节转速和电流，即分别引入转速负反馈和电流负反馈。二者之间实行嵌套（或称串级)联接，如图所示2-8所示。

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图2-8 转速、电流双闭环直流调速系统

ASR——转速调节器 ACR——电流调节器 TG——测速发电机

TA——电流互感器 UPE——电力电子变换器

把转速调节器的输出当作电流调节器的输入，再用电流调节器的输出去控制电力电子变换器UPE。从闭环结构上看，电流环在里面，称作内环;转速环在外边，称作外环，这就形成了转速、电流双闭环调速系统。以下分别对双闭环调速系统的静态特性、动态特性以及抗扰性能进行分析，为分析静特性我们参考如下的系统稳态结构框图如图2-9所示。

图2-9 双闭环调速系统的稳态结构图

在正常运行时，电流调节器是不会达到饱和的。因此，对于静特性来说，只有转速调节器饱和与不饱和两种情况，（1）转速调节器不饱和：CA段静特性从理想空载状态的Id=0

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一直延续到n?ned?1600rpm。这就是静特性的运行段；（2）转速调节器ASR饱和：这时ASR输出达到限幅值，转速外环呈开环状态，转速的变化对系统不再产生影响。双闭环系统变成一个电流无静差的单闭环调节系统，其静特性如下图2-10所示。

图2-10 单闭环调节系统静特性图

为分析动态特性以及抗扰性能参考双闭环直流调速系统的动态结构图如图2-11所示。

图2-11 双闭环直流调速系统的动态结构框图

双闭环直流调速系统的起动过程有以下三个特点：

（1）饱和非线性控制 根据ASR的饱和与不饱和，整个系统处于完全不同的两种状态：当ASR饱和时，转速环开环，系统表现为恒值电流调节的单闭环系统；当ASR不饱和时，转速环闭环，整个系统是一个无静差调速系统，而电流内环表现为电流随动系统。 （2）转速超调 由于ASR采用了饱和非线性控制，起动过程结束进入转速调节阶段后，必须使转速超调， ASR 的输入偏差电压 △Un为负值，才能使ASR退出饱和。这样，采用PI调节器的双闭环调速系统的转速响应必然有超调。

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（3）准时间最优控制 起动过程中的主要阶段是第II阶段的恒流升速，它的特征是电流保持恒定。一般选择为电动机允许的最大电流，以便充分发挥电动机的过载能力，使起动过程尽可能最快。这阶段属于有限制条件的最短时间控制。因此，整个起动过程可看作为是一个准时间最优控制。

对于调速系统，最重要的动态性能是抗扰性能，主要是负载扰动和抗电网电压扰动的性能。对于负载扰动，由动态结构图中可以看出，负载扰动作用在电流环之后，因此只能靠转速调节器ASR来产生抗负载扰动的作用。在设计ASR时，应要求有较好的抗扰性能指标。对于电网电压扰动，双闭环系统中，由于增设了电流内环，电压波动可以通过电流反馈得到比较及时的调节，不必等它影响到转速以后才能反馈回来，抗扰性能大有改善。

由以上分析可以得出，要使该系统具有良好的动态性能和静态特性，双闭环直流调速系统是最佳选择。

2.6系统总回路方案的确定

系统方案选择的原则是在满足生产机械工艺要求确保产品质量的前提下，力求投资少、效益高和操作方便。

2.6.1 拖动方案的确定

由于直流拖动具有良好的起、制动性能，宜于在宽范围内实现平滑调速，能很好地满足可逆冷轧机生产工艺对电气控制系统提出的要求，所以选择直流电动机作为执行机构是完全适合的。

2.6.2 供电方案的确定

我们的确定知道，要实现可逆冷轧机的电气无级调速，以调节电动机电枢供电电压的方式最好。由晶闸管变流装置供电的直流调速系统，它和旋转变流机组和离子拖动系统相比，不仅在经济性和可靠性上都有很大提高，而且在技术性能上也显示出较大的优越性。晶闸管装置也有缺点，由于晶闸管的单向导电性，不允许电流反向，给系统的可逆运行造成空难；元件对过电压、过电流都十分敏感，必须采用可靠的保护装置；低速运行时系统功率因数低。故本系统采用晶闸管变流装置给直流电动机供电的方案。

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2.6.3 调速方案的选择

调节点数供电电压的调速方式，一般情况下能达到的调速范围为4～8；改变电阻只能是有级的，且电阻本身消耗电能；减弱磁通调速，调速范围小，往往只能配合调压方式，在基速以上做小范围调速。所以系统采用调压调速方式。

2.6.4 整流电路型式的确定

三相全控整流电路相当于六相整流，所用整流元件数量为三相半波的两倍，总的投资比三相半波多，但是，这种整流电路的电压脉动比三相半波整流少一半，变压器不存在直流磁化现象，利用率高，整流电路的失控时间只是三相半波的一半，可提高系统响应的快速性，与三相半波电路相比，晶闸管承受的正反向压降较低，所以在中等以上容量的整流装置中得到了广泛的应有，本系统采用三相桥式整流电路是合理的。

2.6.5 可逆运行方案的选择

磁场可逆系统可节省设备投资，但系统的快速性差，控制系统复杂。从考虑快速性和控制回路简单的角度出发，本设备采用电枢可逆系统方案。

2.6.6 整流装置的接线方式

为实现电动机的可逆运行，一般采用两套晶闸管变流装置反极性并联的可逆电路，反并联只需要一个电源，变压器利用率高、接线简单。本系统采用三相桥式电枢反并联接可逆线路的经济、合理的。

2.6.7系统环流的控制方案

可逆调速系统中的环流具有二重性，一方面它增加了晶闸管变流装置的负担，应该加以限制；而在另一方面，还必须利用环流，只要控制的好，则可以改善稳态和动态性能。有环流可逆系统切换过程无死区，能实现平滑过渡，快速性好，但系统需设置均衡电抗器，损耗增加，设备投资大。无环流系统切换有死区，快速性稍差，但取消了环流电抗器，投资少、经济性能好，且系统工作可靠，故系统采用无环流可逆系统。

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3 系统各单元模块电路设计

3.1 转速给定电路

转速给定电路主要由滑动变阻器构成，调节滑动变阻器即可获得相应大小的给定信号。转速给定电路可以产生幅值可调和极性可变的阶跃给定电压或可平滑调节的给定电压。其电路原理图如图3-1所示。

图3-1 电压给定原理图

电压给定由两个电位器RP1、RP2及两个钮子开关S1、S2组成。S1为正、负极性切换开关，输出的正、负电压的大小分别由RP1、RP2来调节，其输出电压范围为0～士l5V，S2为输出控制开关，打到“运行”侧，允许电压输出，打到“停止”侧，则输出为零。

3.2 速度调节器

考虑到ASR的生产工艺要求系统队阶跃信号无静差,将ASR设计成PI调节器。图3-2为ASR的主体结构图．转速给定电压和转速反馈电压经滤波后通过由放大器构成的PI调节器后生成电流给定电压输出给电流调节器。

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图3-2 ASR的主体结构图

速度调节器由运算放大器、输入与反馈环节及二极管限幅环节组成，对给定和反馈两个输入量进行加法、减法、比例、积分和微分等运算。其原理如图3-3所示。

图3-3速度调节器

在图中“1、2、3”端为信号输入端，二极管VD1和VD2起运放输入限幅，保护运放的作用。二极管VD3、VD4和电位器RP1、RP2组成正负限幅可调的限幅电路。由C1、R3组成微分反馈校正环节，有助于抑制振荡，减少超调。RP7、C5组成速度环串联校正环节。改变R7的阻值改变了系统的放大倍数，改变C5的电容值改变了系统的响应时间。RP3为调零电位器。

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3.3 电流调节器

考虑到ACR的生产工艺要求系统主回路电流超调量小,将ACR设计成PI调节器。电流调节器的主体结构图和实际图如图3-4和图3-5所示。

图3-4 ACR主体结构图

电流调节器由运算放大器、限幅电路、互补输出、输入阻抗网络及反馈阻抗网络等环节组成，工作原理基本上与速度调节器相同，其原理图如图3-5所示。

图3-5电流调节器

电流调节器与速度调节器相比，增加了几个输入端，其中“3”端接推β信号，当主电路输出过流时，电流反馈与过流保护的“3”端输出一个推β信号（高电平）信号，击

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穿稳压管，正电压信号输入运放的反向输入端，使调节器的输出电压下降，使?角向180度方向移动，使晶闸管从整流区移至逆变区，降低输出电压，保护主电路。“5、7”端接逻辑控制器的相应输出端，当有高电平输入时，击穿稳压管，三极管V4、V5导通，将相应的输入信号对地短接。在逻辑无环流实验中“4、6”端同为输入端，其输入的值正好相反，如果两路输入都有效的话，两个值正好抵消为零，这时就需要通过“5、7”端的电压输入来控制。在同一时刻，只有一路信号输入起作用，另一路信号接地不起作用。

3.4 晶闸管电路设计

3.4.1 晶闸管整流电路

整流电路如图3-6所示，在整流电路中主要是晶闸管的保护问题，晶闸管主要保护：过电压保护和过电流保护。

图3-6 整流电路及晶闸管保护电路

3.4.2 晶闸管触发电路

三相移相触发器由三片集成电路芯片KJ004(或KC04)等组成，通过KJ041而形成六路双窄脉冲，经脉冲放大和脉冲门MT，去触发三相全控桥晶闸管。

三相移相触发器有两路输入信号，一路是三相交流同步电源，以保证主电路的交流电压和触发脉冲保持同步，去正确触发各相晶闸管。另一路是脉冲移动的控制信号Uct，用它来控制触发器脉冲发出的时刻，从而达到控制晶闸管触发角的目的，其图如图3-7所示。

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图3-7 触发器单元电路图

3.4.3 晶闸管保护电路

为了保护设备安全，必须设置保护电路，保护电路包括过电压与过电流保护，大致可以分为两种情况：一种是在适当的地方安装保护器件，例如R-C阻容吸收回路、限流电感、快速熔断器等；另一种则是采用电子保护电路，检测设备的输出电压或输入电流，当输出电压或输入电流超过允许值时，借助整流触发控制系统使整流桥短时内工作于有源逆变工作状态，从而抑制过电压或过电流的数值。

本例中设计的三相桥式全控整流电路为大功率装置，故考虑第一种保护方案，分别对晶闸管、交流侧、直流侧进行保护设电路的设计。

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1.晶闸管的保护电路

（1）晶闸管的过电流保护 过电流可分为过载和短路两种情况，可采用多种保护措施，对于整流桥内部原因引起的过流以及逆变器负载回路接地时可以采用接入快速熔短器进行保护。如图3-8所示。

图3-8 串联电感及熔断器抑制回路

（2） 晶闸管的过电压保护 晶闸管的过电压保护主要考虑换相过电压抑制，晶闸管元件在反向阻断能力恢复前，将在反向电压作用下流过相当大的反向恢复电流，当阻断能力恢复时，因反向恢复电流很快截止，通过恢复电流的电感会因高电流变化率产生过电压，即换相过电压，为使元件免受换相过电压的危害，一般在元件的两端并联RC电路。如图3-9所示。

图3-9 并联RC电路阻容吸收回路

2 .交流侧保护电路

晶闸管设备在运行过程中会受到由交流供电电网进入的操作过电压和雷击过电压的侵袭，同时设备自身运行中以及非正常运行中也有过电压出现，所以要进行过电压保护，可采用如图3-10所示的反向阻断式过电压抑制RC保护电路。整流电路正常工作时，保护三相桥式整流器输出端电压为变压器次级电压的峰值，输出电流很小，从而减小了保护元件的发热，过电压出现时，该整流桥用于提供吸收过电压能量的通路，电容将吸取过电压

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能量转换为电场能量；过电压消失后，电容经充、放电，将储存的电场能量释放，逐渐将电压恢复到正常值。

图3-10 反向阻断式过电压抑制RC电路

3 .直流侧阻容保护电路

直流侧也可能发生过电压，在图3-11中，当快速熔断器熔断或直流快速开关切断时，因直流侧电抗器释放储能，会在整流器直流输出端造成过电压，另外，由于直流侧快速开关（或熔断器）切断负载电流时，变压器释放的储能也产生过电压，尽管交流侧保护装置能适当地保护这种过电压，仍会通过导通的晶闸管反馈到直流侧来，为此，直流侧也应该设置过电压保护，用于抑制过电压。

图3-11 直流侧阻容保护

3.5电流反馈与过流保护

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本单元有两个功能：检测主电源输出的电流反馈信号；当主电源输出电流超过某一设定值时发出过流信号切断电源。其原理图如图3-12所示。

图3-12电流反馈与过流保护原理图

TA1TA2,TA3为电流互感器的输出端，它的电压高低反映三相主电路输出的电流大

小，面板上的三个园孔均为观测孔，不需再外部进行接线，只要将DJK04挂件的十芯电源线与插座相连接，那么TA1、TA2、TA3就与屏内的电流互感器输出端相连，当打开挂件电源开关，过流保护即处于工作状态。

(1) 电流反馈与过流保护的输入端TA1、TA2、TA3，来自电流互感器的输出端，反映负载电流大小的电压信号经三相桥式整流电路整流后加至RP1、RP2、及R2、R2、VD7组成的3条支路上，其中: R2与VD7并联后再与R1串联，在其中点取零电流检测信号从1脚输出，供零电平检测用。当电流反馈的电压比较低的时候，“1”端的输出由R1、R2分压所得，VD7截止。当电流反馈的电压升高的时候，“1”端的输出也随着升高，当输出电压接接近0.6V左右时，VD7导通，使输出始终保持在0.6V左右；将RP1的滑动抽头端输出作为电流反馈信号，从“2”端输出，电流反馈系数由RP1进行调节；RP1的滑动触头与过流保护电路相连，调节RP1可调节过流动作电流的大小。

(2)当电路开始工作时，由于电容C2的存在，V3先与V2导通，V3的集电极低电位，V4 20

6 系统调试和校正

6.1 系统各功能模块性能的调试与测试

6.1.1 系统的相位整定

定相分析：定相的目的是根据各相晶闸管各自的导电范围内，触发器能给出触发脉冲，也就是确定触发器的同步电压与其对应的主回路电压之间的正确相位关系，因此必须根据触发器的结构原理，主变压器的接线组别来确定同步变压器的接线组别。 6.1.2 触发器移向控制特性的整定

其整定有以下几个步骤：

(1)先将DJK02的触发脉冲指示开关拨至窄脉冲位置，合DJK02中的电源开关，用示波器观察A相、B相、C相的三相锯齿波，分别调节所对应的斜率调节器，使三相锯齿波的斜率一致。

(2)观察DJK02中VT1～VT6孔的六个双窄脉冲，使间隔均匀，相位间隔60度。 如图6-1所示，系统要求当Uct＝0V时，α＝90°，电机应停止不动。因此要调整偏移电阻Up，使α＝90°。

图6-1 触发器移相控制特性

测得当а＝аmin＝30°时所对应的值Uctm＝＋4.07V，该值将作为整定ACR输出最大正限幅值的依据；测得当а＝150°（β＝βmin＝30°）时所对应的值－Uctm＝－3.36V，该值将作为整定ACR输出最大负限幅值的依据。

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6.1.3 速度反馈特性的测试

改变Uct，使电动机的转速分别为表6-2中所示，读出对应的反馈电压Ufn的大小，并作出速度检测特性如图6-2所示。

表6-2 转速与反馈电压关系表

n（转/分） -Ufn（V） 1600 6.03 1200 4.53 800 3.00 400 1.50 200 0.73

图6-2 速度检测特性图

6.1.4 调节器的调试

先切断主电路和励磁电源开关，切断DJK041中的电源开关；合电源总开关和DJK04中的电源控制开关，DJK041中的电源控制开关，DJK041中的给定电位器逆时针调至零位，使给定Uct为0V。

6.1.5 电流调节器ACR的调试

将ACR接成比例调节器，给定Uct为0V，调节放大器调零电位器RP4，使其输出为0V。给定Ug为正信号，其输出应为负，调节负限幅电位器RP2，使其输出限制在触发器的移相控制角βmin＝30°所对应的－Uctm值＝－2.6V 。当给定Ug继续增大，其值不变。给定Ug为负信号，其输出应为正，调节负限幅电位器RP1，使其输出限制在触发器的移相控制角αmin＝30°所对应的Uctm值＝3.3V 。当给定Ug继续增大，其值不变。

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6.1.6 反相器AR的调试

逻辑功能真值表如表6-3所示:

表6-2 逻辑功能真值表

输入 Um Ui 输出 Uz Uf 1 1 0 1 1 0 0 1 0 0 0 1 0 1 1 0 0 0 1 0 1 0 1 0

6.2 系统整体功能测试

双闭环可逆调速系统的调试原则： (1) 先单元，后系统； (2) 先开环，后闭环； (3) 先内环，后外环；

(4) 先单向（不可逆），后双向（可逆）； (5) 正组调试完后，仿照正组调试反组。

正、反组分别正常后，可以做反并联运行。即切换给定单元的S1开关，使电机由正转直接切换到电机反转运行；调试完毕。

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截止，同时通过R4、VD8将V2基极电位拉低，保证V2一直处于截止状态。

(3)当主电路电流超过某一数值后，RP2上取得的过流电压信号超过稳压管V1的稳压值，击穿稳压管，使三极管V2导通，从而V3截止，V4导通使继电器K动作，控制屏内的主继电器掉电，切断主电源，挂件面板上的声光报警器发出告警信号，提醒操作者实验装置已过流跳闸。调节RP2的抽头的位置，可得到不同的电流报警值。

(4)过流的同时，V3由导通变为截止，在集电极产生一个高电平信号从“3”端输出，作为推β信号供电流调节器使用。

3.6 零速封锁器

零速封锁器由两个具有“山”型继电器特性的电平检测器，逻辑门及延时环节组成，其原理如图3-13所示。

图3-13零速封锁器原理图

零速封锁器的作用是：当给定电压及速度反馈电压均为零时（即调速系统在停车状态），封锁电压调节器的输出，保证电机不会低速爬行或者系统在零速时出现振荡。

两个“山”型电平检测器分别对给定和速度反馈信号进行检测，当输入信号为正值时，

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通过二极管VD1和VD3分别进入运放的反向输入端，而当输入信号为负值时，则通过VD2和VD4进入运放的正相输入端。故当输入信号绝对值大于某值时（0.3V左右）时，运放输出始终为负值，通过二极管VD9和VD10钳位至-0.7V，作为“0” 信号，当输入信号的绝对值小于某一整定值时（0.2V左右），则运放输出正电压，作为“1”信号。因此可得到如图3-14所示的“山”型继电特性。

图3-14零速封锁器的“山”型继电特性

当电平检测到输入电压大于0.3V时，其输出为低电平“0”，当电平检测到输入电压小于0.2V时，其输出为高电平“1”。两个电平检测器的输出经与门和非门后，V2的基极为低电平，V2导通，零速封锁器输出约为-15V的电压加到电压调节器反馈环节场效应管的栅极，使其关断，从而使电压调节器开放工作，在出现故障时，电平检测器输出低电平“1”，V2基极为低电平，则V2截止，零速封锁器输出0V电压加到电压调节器反馈环节场效应管的栅极，使其导通，使调节器的反馈环节短路，输出为“0”。

电容C3和电阻R25起延时作用，当与门输出由低电平跳变到高电平时，该电电位由正电源向C3和R25充电，其电位逐渐升高，从而避免在低速运行或换向过程中引起误封锁。

面板上装有S1开关，当开关拨到“封锁”时，零速封锁器处于工作状态；当S1开关拨到“解除”时，零速封锁器处于关闭状态。

3.7 转矩极性鉴别（DPT）

转矩极性鉴别为一电平检测器，用于检测控制系统中转矩极性的变化。它是一个由比较器组成的模数转换器，可将控制系统中连续变化的电平信号转换成逻辑运算所需的“0”、“1”电平信号。其原理图如图3-15所示。转矩极性鉴别器的输入输出特性如图3-16所示，具有继电特性。

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调节运放同相输入端电位器RP1可以改变继电特性相对于零点的位置。继电特性的回环宽度为:

Uk = Usr2一Usr1 = K1(Uscm2一Uscm1)

式中，K1为正反馈系数，K1越大，则正反馈越强，回环宽度就越小；Usr2和Usr1分别为输出由正翻转到负及由负翻转到正所需的最小输入电压； Uscm1和Uscm2分别为反向和正向输出电压。逻辑控制系统中的电平检测环宽一般取0.2～0.6V，环宽大时能提高系统抗干扰能力，但环太宽时会使系统动作迟钝。

图3-15 转矩极性鉴别原理图

图3-16转矩极性鉴别器的输入输出特性

3.8 零电平检测(DPZ）

零电平检测器也是一个电平检测器，其工作原理与转矩极性鉴别器相同，在控制系统中进行零电流检测，当输出主电路的电流接近零时，电平检测器检测到电流反馈的电压值也接近零，输出高电平。其原理图如图3-17所示。

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图3-17零电平检测器原理

3.9 逻辑控制（DLC）

用于逻辑无环流可逆直流调速系统，其作用是对转矩极性和主回路零电平信号进行逻辑运算，切换加于正桥或反桥晶闸管整流装置上的触发脉冲，以实现系统的无环流运行。其原理图如图3-18所示。其主要由逻辑判断电路、延时电路、逻辑保护电路、推?电路和功放电路等环节组成。

图3-18逻辑控制器原理图

1.逻辑判断环节

逻辑判断环节的任务是根据转矩极性鉴别和零电平检测的输出UM和UI状态，正确地判断晶闸管的触发脉冲是否需要进行切换(由UM是否变换状态决定)及切换条件是否具备(由

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UI 是否从“0”变“1”决定)。即当UM变号后，零电平检测到主电路电流过零(UI =“1”)时，逻辑判断电路立即翻转，同时应保证在任何时刻逻辑判断电路的输出UZ和UF状态必须相反。

2. 延时环节

要使正、反两组整流装置安全、可靠地切换工作，必须在逻辑无环流系统中的逻辑判断电路发出切换指令UZ或UF 后，经关断等待时间t1（约3ms）和触发等待时间t2(约lOms)之后才能执行切换指令，故设置相应的延时电路，延时电路中的VD1、VD2、C1、C2起t1的延时作用，VD3、VD4、C3、C4起t2的延时作用。

3. 逻辑保护环节

逻辑保护环节也称为“多一”保护环节。当逻辑电路发生故障时，UZ、UF的输出同时为“1”状态，逻辑控制器的两个输出端Ulf和Ulr全为“0”状态，造成两组整流装置同时开放，引起短路和环流事故。加入逻辑保护环节后。当UZ、UF全为“1”状态时，使逻辑保护环节输出A点电位变为“0”，使Ulf和Ulr 都为高电平，两组触发脉冲同时封锁，避免产生短路和环流事故。

4. 推β环节

在正、反桥切换时，逻辑控制器中的G8输出“1”状态信号，将此信号送入调节器的输入端作为脉冲后移推β信号，从而可避免切换时电流的冲击。

5. 功放电路

由于与非门输出功率有限，为了可靠的推动Ulf、Ulr,故增加了V3、V4组成的功率放大级。

为了从根本上消除系统的静态环流和脉冲环流，则必须在任何时刻只允许开放一组晶闸管脉冲，另一组晶闸管脉冲被严格封锁，为达到此目的，电路上设计了两个模拟电子开关脉冲门，逻辑控制器根据系统的工作情况正确发出指令来接通一脉冲门而同时切断另一脉冲让。

3.9.1 反号器

电流反馈信号的级性总是为“+”，而且，此系统只采用了一个电流调节器，为保证电流环为电流负反馈环，实现负反馈控制，必须采用一只反号器AR，为此，由逻辑DLC的两个相反的UF和UR信号分别控制电流的给定信号，以实现电流反馈永远是负反馈。

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3.9.2 电流互感器

交流电流互感器常用来检测三相交流电流幅值，电流互感器是电流源，二次电流按匝数比输出。交流电流互感器常接在整流装置交流进线侧，通过测量进线电流来获得整流后直流的信号。

3.9.3 测速发电机

将直流测速发电机与待测电动机同轴相连，则发电机输出的是与电动机转速成比例的直流电压，其极性反映转向，用取样电阻RP即可取得转速反馈信号Un。

3.9.4 平波电抗器

平波电抗器用于整流以后的直流回路中。整流电路的脉波数总是有限的，在输出的整直电压中总是有纹波的。这种纹波往往是有害的，需要由平波电抗器加以抑制。直流输电的换流站都装有平波电抗器，使输出的直流接近于理想直流。直流供电的晶闸管电气传动中，平波电抗器也是不可少的。

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4 双闭环直流调速系统的动态设计

4.1 静特性分析

静态结构图如下图4-1所示，系统设计为典型的电流速度双闭环系统。

图4-1静态结构图

4.2 系统动态结构参数设计

晶闸管直流调速系统的工程设计，就是以系统要求的具体静、动态性能指标为依据。人系统的控制对象为他励直流电动机，它的动态特性为一阶惯性环节加积分环节。整个系统是以电流环为闭环，转速闭环为外环的双闭环调速系统，系统动态结构图，忽略反电动势影响，如图4-2所示：

图4-2系统动态结构图

图中Wn(s)为速度调节器的传递函数

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Wi(s)为电流调节器的传递函数 1.系统形式的确定：

对本轧机系统，电流闭环的干扰是电网电压波动，从抗干扰能力的角度来看应该按典型2型系统设计。这样，系统在阶跃输入时的超调量比1型系统要大，但考虑到本系统设置了给定积分器环节，限制了给定信号的上升率，抑制了系统超调，因而决定将电流环校正成典型2系统，转速环的扰动量主要是负载，系统要求抗干扰能力强、动态速降小、回复时间短。根据轧机工艺对系统的要求，转速环也按典型2系统

2.系统固有部分的主要参数计算

(1) 电动机参数：PN?92kw，NN?539r/min，IN?462A，NN?539r/min， ??2，J?7.9kg.m2

(2) 电枢回路总电阻：R?Ra?RD?Rrec?2.4Ra?0.054? (3)负载时的稳态速降:?ncl?nN?S539?0.02?r/min?0.73r minD(1?S)15?(1?0.02)220?924620.0452UN?INRa220??0.15?min/r =0.371V??0.1353V?min/r539nN1500(4)电动机的电动势常量：Ce?0.1353?1.2921N?m/?m/A (5)电动机的转矩常量：Cm?9.55Ce?9.55?0.371=3.54305N

(6)电流反馈系数为：??Uim**Idm?Uim*?IN?82?462?0.00866VA

(7)速度反馈系数为：??Uu?15?0.0278V?min NN539rU?230?29 (8)触发器和可控硅静态放大倍数为 Ks?dmUctm8(9)Ts为晶闸管平均失控时间常数，对于三相桥式整流电路，取Ts=0.0017S (10)Toi为电流反馈滤波时间，取 Toi=0.002S (11) T?i?Ts?Toi?0.0037s (12)TM为电动机机电时间常数：Tm?JGR0.028?0.28?0.272s ?0.0448sCeCm0.1353?1.2921(13)Tl为电动机电磁时间常数，取?i?hT?i?5?0.0037?0.019s

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(14)Ce为电动机转矩系数，取Ce=0.371V/（r/min） (15)Ton为速度反馈滤波时间，取 Ton=0.01S 4.2.1 电流调节器的设计

1. 电流闭环的近似处理及ACR结构的选择

电流环的控制对象由电枢回路形成的大惯性环节与晶闸管触发变流装置、电流检测及反馈滤波等小惯性群组成，由于实际系统电枢回路电池时间常数远小于机电时间常数，电流的调节过程比较快，而转速的变化过程即反电动势的变化较小，因而在设计电流环时，可以忽略反电动势变化的影响。此时，电流环的结构图可近似为小惯性环节近似处理时电流的

动态结构框图

在一般情况下，系统的电磁时间常数TL远小于机电时间常数Tm，因此，转速的裱花往往比电流变化慢得多，对电流环来说，反电动势是一个变化较慢的扰动，在电流的瞬变过程中，可以认为反电动势基本不变，即。这样，在按动态性能设计电流环时，可以暂不考虑反电动势变化的动态影响，也就是说，可以暂且把反电动势的作用去掉，得到电流环的近似结构框图，如图4-3所示。

图4-3 忽略反电动势的动态影响时电流环的动态结构框图

如果把给定滤波和反馈滤波两个环节都等效地移到环内，同时把给定信号改成，则电流环便等效成单位负反馈系统，如图4-4所示，从这里可以看出两个滤波时间常数取值相同的方便之处。

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图4-4 等效成单位负反馈系统时电流环的动态结构框图

最后，由于TS和TOI一般都比TL小得多，可以当作小惯性群而近似看作是一个惯性环节,则电流环结构框图最终简化成图4-5。

图 4-5 小惯性环节近似处理时电流的动态结构框图

电流调节器电流环控制对象是双惯性型的，并考虑将电流环校正成Ⅱ型系统，故可用PI型电流调节器，其传递函数是:

WACR?s??Ki??is?1?。 ?is Ki???电流调机器的比例系数 ?i???电流调节器的超前时间系数 且应取Ti?hT?i 2.计算电流调节ACR器参数

1) Tl为电动机电磁时间常数，取?i?hT?i?5?0.0037?0.019s 2) Ki?h?1RT??l 2hKs?T?i

?2.813. 计算调节器的电阻和电容

取运算放大器的R0=40k?，有Ri?Ki?Ro=0.97?40=38.8k?，取40k?，

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