LT3757

LT3757 / LT3757A

特征

·输入电压范围宽:2.9 v至40 v

·正面或负面输出电压编程用一个反馈销

·提供了出色的瞬态电流模式控制响应可编程操作频率(100 khz与一个外部电阻1 mhz) ·Synchronizable外部时钟当前< 1μa ·低关闭

·内部7.2 v回动电压调整器

·可编程软启动

·小10-Lead DFN(3毫米×3毫米)和热增强10-Pin MSOP包描

应用

·汽车和工业,回程,SEPIC和反相转换器 ·电信电力供应 ·便携式电子设备

描述

LT?3757 / LT3757A宽输入范围内,电流模式DC / DC控制器,能够产生正相或负相的输出电压。他们既可以配置为提振,回程,SEPIC或反相转换器。LT3757 / LT3757A驱动外部权力N-chanel MOSFET低端从内部监管7.2 v供应。固定频率,电流型架构使其能稳定运行在大频带供应和输出电压。LT3757 / LT3757A的工作频率可以设置与外部电阻器在100千赫至1 MHz范围,并且可以使用接口与外部时钟同步。较低的最小操作电源电压为2.9 v,关闭和低静态电流小于1μa,使LT3757 / LT3757A适合电池供电的系统。LT3757 / LT3757A软启动和频率特性在启动监听功能限制电感电流和输出短路。LT3757A改善了负载瞬态性能可与LT3757相比。

典型应用

高效升压斩波器

效能

绝对最大额定参数(Note 1)

工作温度范围储存温度范围焊接温度范围

引脚结构

指令信息

咨询LTC营销部分指定的工作温度范围较宽。 *温度等级确定集装箱上的一个标签。

在无铅标识部分的更多信息,去:http://www.linear.com/leadfree/ 在磁带和卷轴规范的更多信息,去:http://www.linear.com/tapeandreel/

电气特性 l表示规格适用于完整的操作温度范围,否则规范TA = 25°C。VIN = 24 v,SHDN /

UVLO = 24 v,v = 0,除非另有注明。

注1:压力超出列在绝对最大额定参数就可能对器件造成永久性伤害。长时间最大功率工作可能影响器件的可靠性和寿命。

注2:LT3757E / LT3757AE是满足性能保证规范从0°C到125°C结温。规范在-40°C到125°C操作结温度范围保证设计、表征和相关统计过程控制。LT3757I / LT3757AI保证超过-40°C125°C操作结温度范围。LT3757H / LT3757AH保证在-40°C到150°C操作结温的范围内。高结温度降低操作寿命。操作一生在结温度上升超过125°C。的LT3757MP / LT3757AMP满100%测试和保证-55°C到150°C工作结温范围。

注意3:LT3757 / LT3757A测试伺服系统的反馈回路VFBX参考电压(1.6 v和-0.8 v)与VC接口强制1.3 v。

注4:FBX过电压测量停摆在VFBX(过电压)相关控制VFBX(寄存器)。 注5:上升和下降时间以10%和90%的水平。

注6:VIN低于6 v,SHDN / UVLO销不得超过VIN。 注7:SHDN / UVLO = 1.33 v时VIN = 2.9 v。 注意8:LT3757 / LT3757A包括超温保护，旨在设备瞬时过载时保护。过热保护将在结温度超过最大操作结温度时启动。连续高温工作可能影响设备的可靠性。

典型的性能特征

正相反馈电压

负相反馈电压

静态电流

动态静态电流

RT与开关频率

归一化频率切换

开关频率

感应电流限制阈

感应电流限制阈

SHDN/UVLO阈值

SHDN/UVLO电流和电压

SHDN/UVLO滞后电流

intvcc

INTVCC最小输出电流与vinINTVCC负载调整率

Intvcc线调整率

INTVCC压差与电流、温度

门驱动增长和下降时间与CL

典型的启动波形

FBX频率返送与过载电流波形

引脚功能

VC(引脚1):误差放大器补偿端口。用于稳定电压循环与外部RC网络。

FBX(引脚2):正相和反相反馈端口。在输出端接收从外部电阻分压器的反馈电压。同时当FBX接近接地时的启动和故障条件下调节频率。

SS(引脚3):Soft-StartPin。这个端口调节补偿端口电压(VC)夹。软启动间隔设置使用外部电容器。端口有10μa(典型的)上拉电流源内部2.5 v。软启动端口由欠压条件重置为接地SHDN /UVLO,INTVCC欠压和过压条件或一个内部热停摆。

RT(引脚4):开关频率调整端口。设置频率使用电阻接地。此端口不可开路。

SYNC(引脚5):频率同步端口。用于频率切换到外部时钟同步。如果使用这个特性,RT电阻应该选择程序aswitching频率低于20%同步脉冲频率。如果这个功能同步销连接到接地不可用。同步FBX接近接地时被忽略

SENSE(引脚6):当前控制回路输入。开尔文连接此端口的正极端子开关电流检测电阻theN-channel MOSFET的来源。负面终端电流取样电阻应接地靠近IC。

GATE(引脚7):n-chanel MOSFET栅极驱动输出。开关在INTVCC和GND之间。IC关闭时驱动,热停摆期间或当INTVCC高于或低于OV或紫外线阈值时驱动分别接地。

INTVCC(引脚8):调节供应内部负载和门驱动器。提供从VIN和监管到7.2 v(标准)。INTVCC必须被最低为4.7μf电容器绕过并放置接近端口。如果VIN小于17.5 v，可以直接连接INTVCC和VIN。INTVCC也可以连接到一个电压高于7.5 v,低于VIN,提供供应不超过17.5 v的电源。

SHDN / UVLO(引脚9):关闭和欠压检测端口。一个精确的1.22 v(标称)与外部可编程阈值下降滞后功率是可以使开关时检测。上升滞后是由外部电阻分压器和生成一个精确的内部2μa下拉电流。一个欠压条件重置sort-start。约束到0.4 v,或更低,禁用设备和减少VINμa静态电流至低于1μA。

VIN(引脚10):输入供应端口。必须在本地绕过0.22μf或更大,电容放在靠近端口。

Exposed Pad(引脚11):地面。此端口还可作为电流检测电阻的负端。Exposed Pad必须直接与接地线焊接。

框图

图 1

应用信息

主控回路

LT3757使用一个固定的频率,电流模式控制方案提供优秀的线和负载调节。操作是最易的理解的框图如图1所示。

每个oscil lator cycle集SR闭锁的开始(SR1)和打开外部功率MOSFET开关驱动G2。开关电流流过外部电流感应电阻RSENSE并生成一个和开关电流成比例的电压。当前电压VISENSE(被A5放大)被添加到一个稳定谐波补偿和由此产生的总和(slope)送入脉宽调制器A7的正极端子。当斜率超过水平的负输入A7(VC端),SR1复位,关闭电源开关。A7的水平负输入设定的误差放大器A1(A2)是一个放大的反馈电压之间的差(FBX端)和参考电压(1.6 v或-o.8v,这取决于配置)。以这种方式,误差放大器设置正确的峰值开关电流保持输出控制水平 LT3757 aswitch电流限制功能。目前感觉比较A6电压是输入电流限制。如果感应端电压高于电流限制阈值VSENSE(MAX)(110 mv,标称),A6将立即重置SR1和关掉M1。 LT3757可以靠一个FBX端口输出正相与负相电压。它可以配置为提振,回程或SEPIC转换器产生积极的输出电压,或作为一个反相转换器产生负输出电压。当配置为SEPIC转换器,

如图1所示,FBX销停的内部偏置电压1.6 v的分压器(R1和R2)从视频输出接地。比较器A2不活动,比较器A1执行反相放大FBX到VC。

LT3757时在一个反相配置,-0.8v的FBX端口被推送从到输出电压分压器接地。比较器A1不活动,比较器A2执行同相放大FBX到VC。

LT3757具有过压保护功能以保护变频器在输出电压超调在启动或从一个短路状态恢复状态。过电压比较器 A11(20 mv滞后)感应端FBX时电压超过稳压(1.6 v)8%,提供了一个复位脉冲。同样,一个过电压comparator A12(10 mv滞后)感官当FBX销电压超过负面稳压(-0.8 v)11%,提供了一个复位脉冲。两个复位脉冲发送到主RS门通过G6和G5(SR1)。功率MOSFET开关M1在输出过呀条件下活动断开 编程接通和断开的阈值 SHDN / UVLO端

SHDN / UVLO端控制LT3757是否启用或处于关闭状态。微功率1.22 v引用,一个比较器 A10和可控电流源是IS1允许用户精确对电源电压在打开和关闭进行编程,可以精确设定的下降值电阻分规R3和R4。当SHDN / UVLO高于0.7 v和1.22 v以下阈值,下拉小电流源是IS1(标称2μa)是活动的。

电流目的是允许用户可对上升滞后进行编程。比较器和外部电阻的框图如图1所示。标称的阈值电压和阈值电压上升下降可以通过以下公式计算:

应用程序在SHDN / UVLO端是只使用逻辑输入,SHDN / UVLO端可以连接直接输入电压VIN以不间断运行。 INTVCC调节器绕过和操作

一个内部低压差稳压器(LDO)产生7.2 v INTVCC供应门驱动器,如图1所示。如果一个低输入电压操作(如。,从锂离子电池供电或3.3 v逻辑供应)、低阈值场效电晶体将被使用。LT3757包含一个欠压锁定比较器A8和过电压停摆比较器A9 INTVCC供应。INTVCC欠压(紫外线)阈值是2.7 v(标称),100 mv滞后确保场效应管有足够的栅极驱动电压在打开之前。LT3757内的逻辑电路也从内部INTVCC动力供应。

INTVCC过电压(OV)阈值设置为17.5 v(标称)来保护电力MOSFET门。当INTVCC低于紫外线的阈值,或以上OV门限,门将被迫接地和软启动操作将被触发。INTVCC监管机构必须即刻绕过地面相邻 IC端与最低的4.7麦克风电容器。好绕过供应是必要的高瞬态电流所需的MOSFET栅极驱动程序。

在一个实际的应用中,大部分的IC电源电流被用来驱动功率MOSFET的栅极电容。芯片上的功耗注当大功率MOSFET驱动在高频率和VIN电压高时需要重点关注。限制MOSFET的功耗通过选择和/或工作频率，使LT3757不超过其最大结温评级非常重要。结温TJ可以使用以下方程计算:

LT3757使用包与增强的热传导的接触垫。通过适当的焊接背面接触垫的封装和一个完整的铜面设备,下面热阻(θJA)将43°C / W DD包和40°C / W MSE。对于环境板温度TA = 70°C和125°C的最大结温,最大的IDRIVE(DD的IDRIVE(MAX))包可以计算为:

LT3757有一个内部INTVCC IDRIVE电流限制功能,防止IC芯片过载。IDRIVE限流随着VIN的增加减少(参见INTVCC最小输出电流和VIN图在典型的性能特征部分)。如果IDRIVE达到当前的限制,INTVCC电压将下降,触发软启动

基于前面的方程和INTVCC最低输出电流和VIN图,用户可以计算最大MOSFET栅极电荷LT3757可以驱动一个给定的VIN和开关频率。最大的一块QG 对 VIN在不同频率保证最低4.5 v INTVCC如图2所示。

如图2所示,一个操作需要在频率和powerMOSFETmay需要的大小之间权衡以保持一个可靠的芯片结温。

图 2

然而,降低工作频率之前,一定要检查与功率MOSFET制造商为他们最近QG低,低RDS(上)设备。功率MOSFET制造技术不断改进,几乎每年推出更新和更好的性能的装置。

一种有效的减少LDO门驱动内部的功耗的方法来是限制INTVCC端外部电压源使其足够高关闭内部LDO调节器。

如果输入电压VIN不超过绝对最大功率的功率MOSFET 栅源极电压(vg)和INTVCC过电压锁截止值电压(17.5 v),INTVCC端可以直接与VIN短接。在这种情况下,内部LDO关闭,门驱动器由输入电压VIN启动。与INTVCC端短接VIN,然而,一个小电流(约16μa)将使INTVCC在关闭模式。对于应用来说,它需要最低的关闭模式输入电源电流,不连接VIN INTVCC端。 在SEPIC或回程应用程序,INTVCC端可以连接到输出电压输出电压VOUT，通过一个阻塞二极管,如图3所示,输出电压是否满足下列条件:

电阻器RVCC可以连接,如图3所示,从输出电压限制涌流。不管是否INTVCC端连接到外部电压源,它总是需要驱动电路绕过4.7μf低ESR陶瓷电容器地面立即毗邻INTVCC和接地插脚。

工作频率和同步

工作频率的选择可能取决于芯片功耗,换言之它是效率和组件的大小之间的权衡。低频操作提高效率减少门驱动电流和场效应晶体管和二极管开关电路损耗。然而,低频率操作需要一个身体更大的电感器。开关频率也表明要使用了环路补偿放大器。LT3757使用一个恒定频率振荡器结构，可被编程在100千赫到1000千赫范围与一个外部电阻从RT端接地,如图1所示。RT端必须有一个外部电阻接地LT3757的正确操作。表选择RT的值对于一个给定的操作频率如表1所示

表格 1

可以同步操作LT3757外部时钟源频率。通过提供一个数字时钟信号同步端口,LT3757将运行在同步时钟频率。如果使用这个特性,RT电阻器应选择编程一个切换频率20%低于同步脉冲的频率。同步脉冲应该有一个最低200ns的脉冲宽度。如果不使用此功能，限制同步端接地。

占空比相关

切换工作周期是一个关键变量定义转换器操作。因此,必须考虑其局限性。LT3757最小持续时间是能够打开MOSFET的电源。这个时候通常是大约220 ns(典型的)最低准时在电特性(见表)。在每个开关周期,LT3757使电源开关接通220 ns(典型的)(见电特性表中的最低停工时间)。

最低持续时间和最小关井时间和开关频率，决定转换器能够生成最小和最大开关占空比:最低责任周期=最低准时?频率最大占空因数= 1 -(最低停工时间?频率) 对输出电压编程

设定的输出电压(电压输出)是一个电阻分压器,如图1所示。正极和负极输出电压按以下方程计算:

电阻R1和R2通常选择,这样电流流入FBX端在正常操作期间造成的误差少于1%(这意味着R1的最大值约为158 k)。

在输出电压由一个外部正相的电源拉升的应用中,FBX端也通过R1和R2网络拉升。确保

FBX不超过它的最大额定值(6 v)。R5、D2和D3在图1中提供了一个电阻夹正相方向。以确保FBX低于6 v,选择足够大的R1和R2来满足以下条件:

Vout(MAX)是最大输出电压,由一个外部电源截止。 软启动

LT3757包含几个限制在启动或恢复从故障状态的峰值开关电流和输出电压(vout)过冲特性。这些特性的主要目的是为了防止损坏外部组件或负载。

开关启动时，高峰值开关电流可能在交换式稳压器中出现。由于输出电压是远离其最终值,反馈回路饱和稳压器迅速输出额定最大电流,导致大的峰值电流。大的冲击电流可能导致电感或电源开关故障。

LT3757地址这一机制以ss端确定。如图1所示,ss端减少了MOSFET电流通过拉下VC端Q2的功率。这样SS允许输出电容电荷逐渐向其最终值,同时限制了启动电流峰值。典型的启动波形所示部分典型的性能特征。电感电流IL转换速度被软启动限制。 除了启动,软启动也可以引发的以下错误:

这三个错误将会导致的任何LT3757立即停止运行。SS端将被Q3端替代。当所有故障被清除和SS端电压低于0.2伏,一个10μa电流源IS2开始对SS供电,启动软启动操作。 软启动间隔设置软启动电容的选择根据以下方程:

FBX频率反馈

在启动时输出电压很低或短路故障输出,由于在关闭期间电感电流衰减率很低，开关式稳压器必须运行在低占空比保持电源开关电流在当前的限制范围内,。最低持续时间限制可以防止交换机在过低占空比下工作。所以,开关电流通过每个开关周期持续增加,超过了编程电流限制。防止开关峰值电流超过设定的值,LT3757包含一个频率反馈函数来在FBX电压较低时，降低开关频率(参见规范化切换频率与FBX图在典型的性能特征部分)。

典型的频率反馈波形所示部分典型性能特征。频率反馈函数依靠最低持续时间阻止IL超过最低的程序限制。

频率返送时,禁用外部时钟同步,以防止干扰频率影响操作。 热停摆

如果LT3757核心温度达到165°C(标称),将进入热停摆。电源开关将被关闭。软启动操作将被触发。当模具温度已下降了5°C(标称)时芯片再次启动。 环路补偿

环路补偿决定稳定性和瞬态性能。LT3757/LT3757A使用电流模式控制调节输出,简化环路补偿。相比LT3757，LT3757A改善空载重负载瞬态响应。新的内部电路确保切换开关瞬态大电流可以在几个周期中产生。

最优值取决于变换器拓扑结构,元件值和操作条件(包括输入电压、负载电流、等等)。LT3757/LT3757A的补偿的反馈回路,一系列电阻电容器通常是从VC端网络接地。图1显示了典型的VC补偿网络。对于大多数应用,电容器应在470 pf 22 nf，电阻的范围应该在5 k - 50

k。一个小电容通常是连接与RC并行补偿网络减弱VC电压纹波引起的通过内部误差放大器输出电压纹波。并联电容器范围通常为10 pf到100 pf。设计补偿网络的一个实用方法是首先用一个类似你的程序的数据表的电路，之后调整补偿网络优化性能。之后应该检查稳定性，包括所有操作条件,包括负载电流、输入电压和温度。 感应端编程

控制和保护,LT3757通过GND与MOSFET之间的检测电阻控制MOSFET功率。图4显示了一个典型的波形的电压(VSENSE)检测电阻。SENSE和RSENSE之间的KALVIN tracer非常重要,并把集成电路的接地端子与接地尽可能接近RSENSE正确操作。

图4

由于SENSE端口限流函数,应该选择RSENSE保证峰值电流电压VSENSE(峰值)在稳定状态正常运行低于SENSE电流阀值(见电特性表)。给定一个20%的富余,V(峰值)80 mv。然后,最大开关纹波电流比例可以使用以下公式计算:

x是用于后续的设计实例来计算电感值。在RSENSE?VSENSE是纹波电压。

LT3757切换控制器包含100 ns时间间隔内空响当前信号M1后立即打开。这铃声是由PCB跟踪的寄生电感和电容,电阻,二极管和场效应晶体管。100 ns的时间间隔内对大多数LT3757应用程序来说是足够的。在应用中有非常大和长响当前信号,一个小RC滤波器可以添加到过滤掉多余的响了。图5显示了RC滤波器在销。通常是足以选择22Ω RFLT和2.2nf - 10nf CFLT。保持低RFLT阻抗。记住,有65μa(标称值)流出端。添加RFLT会影响感觉电流限制阈值:

转

换

比

率

与

不

占

空

比

的

函

数

应用电路

LT3757可以配置为不同的拓扑。第一个拓扑进行分析将提高转换器,紧随其后的是回程,SEPIC和反相转换器。

Boost变换器:开关工作周期和频率

LT3757可以配置为提高转换器的应用变频器输出电压高于输入电压。记住,提高转换器不短路保护。做空的输出条件下,只有输入电感电流是有限的供应能力。应用中需要一个升压转

换器,短路保护,请参阅部分覆盖SEPIC转换器的应用程序信息。 转换比率与占空比的函数：

在连续导电模式（CCM）

对于提高转换器的操作在CCM,主要开关的占空比可以根据输出电压输出电压和输入电压(VIN)计算。最大占空比(距离)发生在转换器时有最低输入电压:

不连续导电模式(DCM)在给定频率降低的成本效率和更高的开关电流时提供更高的转换率。 boost变换器:电感和电阻的选择 为提高拓扑,最大平均电感器电流是:

然后,纹波电流可以计算:

比例常数x在前面的方程代表了峰间值电感的纹波电流,相对于IL(MAX)。 电感纹波电流有一个直接影响电感值的选择。选择较小的值?IL需要大电感和降低了电流环增益(转换器将接近电压模式)。接受更大的值?IL提供了快速瞬态响应和允许使用低电感,但导致更高的输入电流纹波和更大核心损失。建议x 0.2至0.6的范围内。

给定一个操作的输入电压范围,选择操作频率和电感的纹波电流,提高变换器的电感值可以确定使用以下方程:

峰值和RMS电感电流分别为:

基于这些方程,用户应该选择有足够的饱和和均方

根电流评级的电感器。

设置的电压在IL(峰值)是最小的电流限制阈值为20%。检测电阻的值可以计算:

boost变换器:功率mosfet的选择

功率MOSFET的重要参数包括漏源极电压等级(VDS),阈值电压(vg(TH))的导通电阻(RDS(上)),源极和漏极(中的和QGD),最大的漏极电流(I D(MAX))和MOSFET的热电阻(RθJC和RθJA)。

功率MOSFET会显示完整的输出电压,外加一个二极管正向电压,和任何额外的响漏极到源极在关闭时间。建议选择一个MOSFET的内衣由安全裕度高于输出电压(10 v安全裕度通常是足够的)。

提高转换器的功率耗散的场效应管是:

开关项在前面的方程表示传导损失设备,和第二项,开关损耗。crss反向传输电容是,通常指定的MOSFET特征。

为达到效率最大化,RDS(上)和crs应该最小化。从一个已知的功率耗散功率MOSFET,其结温可以使用以下方程:

TJ不得超过MOSFET最大结温额定值。建议测量MOSFET温度稳定状态,以确保不超过绝对最大额定参数。

Boost变换器:输出二极管的选择

最大化效率,较低的高速开关二极管正向下降和低反向渗漏是可取的。二极管的反向峰值电压必须承受等于调节器输出电压加任何附加在其阳极向阴极在持续时间响应。正常运行的平均正向电流等于输出电流,峰值电流等于:

建议反向重复峰值电压等级VRRM高于输出电压的安全裕度(10 v安全裕度通常是足够的)。二极管的功率耗散是:

二极管的结温是：

RθJA用于这个等式通常包括设备的RθJC加上热阻从董事会到外壳的环境温度。TJ不得超过二极管最大结温额定值。 Boost变换器:输出电容的选择

贡献的ESR(等效串联电阻),英语(等效串联电感)和散装电容必须考虑在选择正确的输出电容对于一个给定的输出纹波电压。这三个参数的影响(ESR、ESL和散装C)典型的提高转换器的输出电压纹波的波形如图6所示。

组件的选择(s)始于最大可接受的纹波电压(表示为输出电压的百分比),以及这如何脉动应分属ESR一步?VESR和充电/放电?VCOUT。为了简单起见,我们将选择2%的最大输出纹波,是?VESR和?VCOUT的二等分。这个百分比波动将会改变,这取决于实际应用的需求,下面的方程可以很容易地修改。纹波电压贡献1%,输出的ESR电容器可以确定使用以下方程:

对于对电路总纹波贡献值1%的大电容：

升压调节器中的输出电容器经历大RMS电流时,如图6所示。RMS输出电容的纹波电流值可以确定使用以下方程:

多个电容器通常平行于满足ESR的要求。通常,一旦ESR要求是满意,电容是适合过滤和所需的均方根电流额定值。额外的陶瓷电容器并联通常用来减少输出电容的寄生电感的影响,从而降低高频开关变换器的输出噪声。 Boost变换器:输入电容的选择

提高转换器的输入电容器关键是减小输出电容器,由于电感串联与输入,输入电流波形是连续的。输入电压源阻抗决定输入电容的大小,通常是在10μf-100μf的范围。低ESR电容器是推荐的,尽管它不是为输出电容器一样至关重要。RMS提高转换器的输入电容纹波电流:

回程转换器应用

LT3757可以配置作为应用程序的回扫转换器,转换器有多个输出,高输出电压或孤立的输出。图7显示了一个简化的逆程转换器。

逆向变换器有多个低电平输出,和精确的匝数比选择,可以有很高的输出/输入电压转换比率与理想的工作周期。但是,它有低效率由于高电流峰值,峰值电压和高的功率损耗。常用的逆向变换器的输出功率小于50 w。

逆向变换器可以被设计成连续或不连续的操作模式。连续模式相比,不连续模式的优点是变压器电感较小,环路补偿容易,和高peak-to-average电流和低效率的缺点。在高输出电压的应用程序,回程转换器可以在不连续模式设计避免使用大型变压器。

逆向转换器：开关占空比和匝数比 你想变换器连续操作模式

NS / NP是第二个初级匝比。

图8显示了在逆向变换器的波形不连续模式操作。在每个开关周期TS,三个子区间发

生:DTS,D2TS，D3TS。DTS期间,M,D是反向偏置。D2TS期间,米,LS是传导电流。在D3TS LP和LS电流都是零。

逆向变换器的不连续模式操作转换比:

根据前面的方程,用户在选择相对自由切换工作周期或匝比适合一个给定的应用程序。由于涉及的变量数量，占空比的选择和匝比有些迭代过程。用户可以选择一个工作周期或匝比作为起点。下面的取舍时,应该考虑选择开关的占空比或匝比,优化变换器的性能。更高的工作周期对逆向变换器影的响在以下方面:

?低MOSFET均方根电流我SW(RMS),但更高的MOSFET VDS峰值电压 ?降低二极管反向峰值电压,但较高的二极管均方根电流我D(RMS) ?高变压器匝比(NP / NS) 选择，

(不连续模式操作与给定D3)给出了功率MOSFET功率最低压力(均方根电流和峰值电压的产品)。然而,在高输出电压应用,一个更高的占空比可能会限制大型峰值反向电压的二极管 选择，

(不连续模式操作与给定D3)给出了二极管的最低功率压力(均方根电流和峰值电压的产品)。一个极端的高或低占空因数导致高功率场效应晶体管或二极管,压力和降低效率。建议选择一个工作周期,D,在20%至80%之间。 回程转换器:变压器设计不连续模式操作

不连续的变压器设计的操作模式选择这里提出。根据图8,最低D3(D3MIN)发生在转换器具有最小VIN和最大输出功率(POUT)。选择D3MIN等于或高于10%保证总是在不连续模式操作(选择更高的D3允许使用低电感,但导致更高的峰值电流切换)。用户可以选择一个距离作为起点。

然后,最大平均初级电流可以由下列方程计算:

其中?是转换器的效率。

如果有多个输出反激式变换器,POUT(MAX)是输出功率的总和。 最大平均二次电流：

主要RMS二次电流分别为:

根据图8,主要和次要峰值电流：

主变压器逆向变换器的第二电感值可以使用以下方程:

回程转换器:阻尼器设计

变压器漏电感(一级或二级)会导致在MOSFET关闭时产生一个突增电压。更高的负载电流,必须耗散更多的存储能量。在某些情况下,缓冲电路将要避免过电压击穿的MOSFET 的减压节点。有不同缓冲器电路和应用注意19缓冲器设计是一个很好的参考。RCD缓冲电路如图7所示。

阻尼器电阻的值(RSN)可以由以下方程计算:

VSN缓冲器电容器电压。较小的VSN导致更大的阻尼器的损失。一个合理的VSN是 2到2.5倍:

LLK初级绕组的漏电感,这通常是在变压器中指定特征。LLK可以通过测量获得初级与次级绕组电感。阻尼器电容值(CCN)可以使用以下方程确定:

?VSN是CCN的电压纹波。一个合理的?VSN是VSN的5%到10%。DSN的反向电压等级应高于VSN和VIN的总和(MAX)。 回程转换器:检测电阻的选择

回程转换器,打开电源开关时,流经的电流检测电阻(ISENSE)是:

设置在独立的电压(峰值)是最小的电流限制阈值20%的余裕。检测电阻的值可以计算:

回程转换器:功率MOSFET的选择

对于逆程配置,VDC评级高到足以处理最大VIN的条件下选择MOSFET,二次电压反射和电压尖峰均是由于漏电感。近似所需的MOSFET VDC额定功率使用:

mosfet功率耗散的反激变换器:

这个方程表示的开关项传导损失设备,和第二个项,开关损耗。crss是反向传输电容是,通常指定的MOSFET特征。

已知一个MOSFET的耗散功率,其结温可以使用以下方程:

TJ不得超过MOSFET最大结温额定值。建议测量的MOSFET温度稳定状态,以确保不超过绝对最大额定参数。

反激变换器：输出二极管的选择

反击变换器的输出二极管受限于大均方根电流和峰值反向电压应力， 一个快速开关二极管低正向下降和低反向泄漏是理想的。如果输出电压低于100V，推荐使用Schottky二极管。

大致评定反向重复峰值电压要使用：VRRM ＞NS/NP? VIN(MAX) + VOUT ?

二极管的功率耗散是: PD = IO(MAX) ? VD ?

结温为： TJ = TA + PD ? RθJA

方程中使用的RθJA通常包括设备的RθJC，加上从板面到外壳的环境温度的热阻， TJ决不能超过二极管最大结温评级。

反激变换器：输出电容的选择

反激变换器的输出电容同生压转换器有着相似的操作条件，参考Boost Converter:输出电容器的选择，计算COUT 和ESRCOUT

不连续的操作时，RMS输出电容器的额定纹波电流可以使用以下公式确定:

反激变换器:输入电容的选择

反激变换器的输入电容器受到大的均方根电流影响主要由于不连续初级电流，为了防止电压瞬变大,使用最大均方根电流的大小的低ESR输入电容器，RMS额定纹波电流在不连续的操作可以使用以下公式确定:

SEPIC变换器的应用

LT3757可被视为一种SEPIC(单端初级电感变换器), 如图1所示，这种拓扑允许输入更高,平等,或低于所需的输出电压，作为周期函数的转化率为：

连续导电模式下（CCM）

SEPIC转换器,直流输入和输出之间没有直流电路径，当环路关闭，且需要输出同输入切断时，这是同升压装唤器相比所具有的优势

相比反激式变换器，SEPIC变换器的优点在于功率MOSFET和输出二极管电压由电容固定(CIN, CDC and COUT),因此，在功率MOSFET和输出二极管电压之间有较少电压环绕。SEPIC变换器需要比反激变换器小得多的输入电容，这是因为在SEPIC转换器中,电感L1与输入串联,且流经输入电容器的纹波电流是连续的

同样的输出波纹，倒置转换器需要的输出电容比升压、 反激变换器和 SEPIC 转换器小得多，这是因为，在倒置转换器中，电感 L2 与输出串联，流经输出电容的波纹电流连续，输出纹波电压由 流经 ESR 和输出电容的大容量电容的L2波纹电流产生

指定最大输出纹波后，可以根据前一个等式选择输出电容器

电渣重熔可以尽量减少使用高品质 X5R 或 X7R 介电陶瓷电容器。在许多应用中，陶瓷电容器，足以限制输出电压的纹波。

RMS 纹波电流输出电容的需求必须大于：

倒置转换器： 选择直流耦合电容器：

直流耦合电容器 （CDC，如图 10 所示） 的直流电压额定值应大于最大输入电压输出电压 （负电压） 减去：

CDC近长方形的电流波形，在开关关闭时，电流通过CDC是IIN，同时近似 -IO 流在时间上。耦合电容器的 RMS 评级由以下公式确定：

为确保较低的ＥＳＲ与ＥＳＬ，使用X5R 或 X7R 瓷介电容器 主板布局

LT3757 高速运转要求电路板布局和元件放置的认真注意，裸焊盘是唯一的接地端子的 IC，也是重要的 IC 的热量管理，因此，实现裸焊盘和主板地板面之间良好的电热接触至关重要，为了LT3757全功率输出，需要提供良好的散热途径，消除包内产生热量，建议使用印制电路板上的多个通孔传导热量从 IC，进入尽可能多的铜面。

为了防止辐射和高频共振问题，连接到 IC 的组件的适当布局必不可少，尤其是较高的 di/dt 的能量路径，以下不同拓扑结构的di/dt回路应尽可能保持紧密以减少inductive ringing:

在升压配置中，高 di/dt 循环包含输出电容、 电阻、 功率 MOSFET 和肖特基二极管。

在反激式配置中，高 di/dt 主回路包含输入的电容、 初级绕组、 功率 MOSFET 和感应电阻。高 di/dt 二次回路包含输出电容、 二次绕组和输出二极管。

在 SEPIC 配置中，高 di/dt 循环包含功率 MOSFET、 感应电阻器、 输出电容、 肖特基二极管和耦合电容。

在反相配置、 高 di/dt 循环包含功率 MOSFET、 感应电阻器、 肖特基二极管和耦合电容器。

通过测量其漏源极电压直接跨设备终端 （参考的单个范围探测地面直接向源垫在 PC 板上） 检查对功率 MOSFET 的压力。注意inductive ringing，可以超过 MOSFET 的最大额定的电压等级。如果nductive ringing无法避免且并且超过设备的最大额定值，要么选择一个更高的电压设备或者指定 avalancherated 功率 MOSFET。

小信号元件应避开高频开关节点放置。为达到最优负荷调节和真实测量，顶部的传感电阻分压器的输出电压应独立连接到顶部的输出电容 （开尔文连接），远离任何高 dV/dt 路径，在LT3757附近放置分频器电阻以保持高阻抗ＦＢＸ

图 11 显示了建议的 16V 输入，24V/2A 输出升压转换器到 8V 布局。

建议组件制造商

一些推荐的组件制造商在表 2 中列出。

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