正弦振幅变换器工作原理

正弦振幅变换器工作原理

正弦振幅变换器采用全桥式变换电路。DC/AC 部分采用全桥电路的转换方式，给变压器做高频交流供电。变压器二次侧也采用全桥方式的同步整流电路，（当然也可以采用半桥式或推挽式的同步整流电路）再将高频交流转变为直流。

控制IC只需产生高频（达4MHz）振荡，并给出两相脉冲输出，工作频率可达2Mhz的占空比各50％的驱动脉冲，但要求有足够的驱动能力。两相输出接到驱动变压器Ｔ2，由T2去驱动主功率变压器两侧的八支MOSFET。其工作状态描述如下：在控制IC的作用下，初级侧的功率 MOSFET Ｑ1，Q4及次极侧同步整流的MOSFET Ｑ21，Ｑ24同时导通，关断。但Ｑ1，Ｑ4导通时，Ｑ2，Ｑ3要关断, Q22, Q23也要关断，反之亦然。两者之间的死区要能根据MOSFET的开关速度进行调节，以便确保工作正常。防止共导。

功率变压器采用的结构方式为：将初级绕组等分为两段。在中间串入谐振电容Ｃres，初级绕组漏感要尽量小，因此需要采用三明治式的夹层结构，将二次绕组放在中间。但为了谐振能正常工作，令其Ｑ值在2-3之间，这样的Q值既可以高效率的传输能量，又可以确保 L C 的谐振。

现在开始分析其工作过程：在某时刻T0时，Q1和Q4导通，输入电压Vin加在变压器T1的2端与1端，即桥的两腰中间点。由于电感中的电流不能突变，而电容两端的电压不能突变。这时变压器初级电流从零开始按正弦方式增加。并向谐振电容Cres充电，此时，Q1，Q4两支MOSFET是在ZCS状态下导通的，即零电流开关导通。随着电容Cres两端充电电压的增长，充电电流达到峰值后又按正弦规律下降。当电容Cres充满电荷时，电容上的电压达到Vin值，此时，充电电流回到零，这时，Q1,Q4两晶体管源漏上的电压因电容Cres充满电荷也为零，在此时令Q1，Q4两管关断，Q1，Q4系在零电压及零电流的状态下关断，实现了软开关。随着变压器初级侧加上电压，流过电流，它的二次绕组随即感应出电压。此时，根据变压器的同名端标识，在二次侧刚好1端为正，2端为负。此时，Q21及Q24也刚好处在导通状态。T1二次绕组的电压按变压器变比N将输入电压衰减N倍（或增加N倍），然后通过Q21及Q24供给负载。由于变压

器二次侧感应电压系随初级变化，电流不能一下子增长，所以，Q21及Q24也是工作在ZCS状态之下。

当Cres上的电压达到输入电压值以后，控制IC 的两相驱动脉冲换相，此时Q1，Q4关断。而令Q2，Q3导通。由于电感电流不能突变，Q2及Q3为ZCS 状态下导通，即零电流状态导通。这时输入电压加在变压器的1，2端，加上Cres上刚充满的电压。这时变压器初级的每半个绕组都加上了整个输入电压。这和上半个周期是不一样的。在这半个周期中，变压器每半个初级绕组都流过正弦电流。而电容Cres则经历先放电然后再充电的工作过程。当它反方向充满电荷时，电容两端的电压再一次达到Vin。此时，Q2,Q3两支MOSFET的源漏电压及漏电流都为零，它们在ZVS,ZCS状态下关断，即零电压零电流开关状态下的关断。此时变压器的二次侧绕组的感应电压极性反转，而且感应电压比上半个周期的感应电压高一倍。此时，同步整流管Q21及Q24关断，随之Q22及Q23两管导通，将变压器二次绕组电压送出，但是输出电压的极性仍旧保持不变，由于死区时间非常短，因此输出端滤波只需要很小容量的电容，而无需电感。随后， Q2及Q3又在零电压零电流下关断。随后Q1及Q4又实现ZCS状态下导通，开始下一个工作周期。但是，在这个新的周期中，由于电容Cres上的电压为Vin，所以加在变压器初级绕组上的电压已经是二倍的输入电压了。从此，进入正常工作。

在上半个周期中，变压器二次侧此时极性反转，2端为高电平，1端为低电平。相应Q22，Q23导通。由于变压器二次绕组电压提高了一倍，使得输出电压也高了一倍，达到输出电压的设计值。而从第二个周期开始，由于在输出侧电容Cout上建立了所要求的输出电压，此电压与第二个周期变压器二次绕组电压几乎相等。所以从这时起，Q22以及Q23两支MOSFET也开始在ZVS及ZCS状态下完成转换。由于全桥两交叉开关在近乎50%状态下工作，加之工作频率很高，所以输出电容容量不需要很大，也不必加输出滤波电感。因为它是正弦电流的工作模式，输出只有正弦的波纹而没有开关的尖刺噪声。又由于输出端没有接上电感，所以VTM转换器的瞬态响应也非常快。

上面我们分析了一个周期的工作状态，其关键在于变压器的初级绕组的电感量和漏感导致的Q值以及谐振电容的容量与开关频率要配合好。在一个开关周期中，电容电感合作产生正弦谐

振传输的能量要达到所设计的功率水平。

在此正弦振幅变换器中，输入电压不变时，输出电压也不改变。此时负载从0到满载，负载调整率要好于1%以上，而输入电压变化时，输出电压则根据输入电压按变压器变比来变化。这种模式刚好相当于PWM方式的总线变换器，即BUS CONVERTOR，它只做隔离，不做稳压。

控制IC选用UCC3829-1，其6PIN.7PIN及8PIN三个端子来设定频率以及死区时间，放大器部分不用，其供电采用另一IC LM5007给出10V Vcc电压，整个电路如图1所示，频率降一些也可以用另一款控制IC MAX5069，但是它的最高工作频率仅有3Mhz,相应变压器的参数也要随之变化。

预调整器PRM采用的是BUCK-BOOST电路，它的电路拓扑很象一个不对称全桥转换器，四只MOSFET的开启和关断状态可以分为三种情况，第一种是Q3导通，Q4关断，而Q1和Q2由PWM控制，加上电感组成同步的STEP-DUWN电路，它组成了PRM的BUCK区域。第二种是Q1导通，Q2关断，而Q4和Q3由PWM控制，加上电感组成同步的BOOST电路，它组成了PRM的BOOST区域。第三种是由PWM控制位于对角线的一对MOSFET同时开启或关断，它称作猝发跨越型。以连接输入电压端的左上、右下两支MOSFET为主动开关MOSFET，而连接至输出端的右上、左下两支MOSFET为从动开关MOSFET。能量转换用的电感接在不对称全桥的两腰。左上开关MOSFET的漏极为不稳定电压输入端，而右上MOSFET的漏极为稳定电压输出端。输入输出位置都接入足够电容用于滤波，主动MOSFET的占空比可以从0%调到100%，而从动MOSFET的占空比相应从100%变到0%，当然两者之间有一个死区，以防止上下MOSFET共导。这三种工作区域采用比较器比较输入电压和输出电压的方法来确定，比较器输入端取样到输出端变化留出一个小窗口。由它去决定电路工作在何种状态。

当加上输入电压后，经过辅助Vcc源使控制IC开始工作，对于BUCK和BOOST两种电路的工作大家都已经知晓，此处不再缀述，这里主要介绍这种猝发跨越型，即BIRST MODE型的工作原理。当PWM IC控制的主动MOSFET对角导通时，输入电压加在两腰间的储能电感上，由于电感中电流不能突变，两开关为ZCS开启，电感电流按正弦规律上升，由控制IC掌握两支

主动MOSFET的开启时间，并令两支MOSFET按时关断，因电感接入输入电压，在电感中流入电流并储存能量以后，电感两端的电压即为输入电压，所以两MOSFET关断时，其源漏电压几乎为零，此时关断为ZVS关断，又因电感中电流不能突变，所以Q1、Q4关断后，电感电流即刻从Q2、Q3的体二极管流出，并经过电容滤波成为输出电压，在Q2、Q3两支MOSFET的两个体二极管导通时，控制IC即令其导通，所以Q2、Q3也是在ZVS状态下导通。将电感能量高效率的送出，输出电压达到设定值高端时，此时电感中储存的能量已经送到输出电容上。此时控制IC即令Q2、Q3关断，由于电感上的能量已经全部送到输出电容上，也即其电流降到零，所以Q2,Q3在ZCS下关断。然后控制IC再令Q1、Q4导通，将电感再重新接在输入端Vin，来给储能电感充电储存能量。在Q1、Q4重新开启时，电感电流已经为零，因此Q1、Q4在ZCS状态下重新开启。这就是PRM在猝发跨越型的一个周期中的完整工作过程。其实这种电路拓扑在以前的BUCK-BOOST中已经有所应用，如果Q1----Q4的控制得法，在软开关条件下可以将频率做到1Mhz以上，使整个变换器体积大幅度缩小下来，由于PRM采用非隔离方式，所以整个反馈以及误差放大器回路很容易设计，将输出电压用电阻分压后送至控制IC的电压比较器去分辨工作状态，送至误差放大器的反向输入端去调节PWM比较器主动侧的脉宽，改变控制Q1及Q4的脉冲宽度，即可以达到稳定输出电压的功能了。控制IC采用UCC2829-3，即可完成此任务。也可以采用其他控制类似有源箝位Forward变换器的控制IC，但是其工作频率必须大于1MHz 。例如UCC2893 。

详细电路见附图。图1为PRM工作原理图。图2为VTM工作原理图。

图1 PRM电路的工作原理

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